矩阵变换器两种调制策略的比较与分析.pdf

第４１卷第１０期２０１３年５月】６日电力系统保护与控制ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌＶ０１．４１Ｎｏ．１０Ｍａｙ１６，２０１３矩阵变换器两种调制策略的比较与分析蔡巍，张晓锋，乔鸣忠，何必，朱鹏（１．海军潜艇学院，山东青岛２６６０４２；２．海军工程大学电气与信息工程学院，湖北武汉４３００３３３．中船重工７０４所，上海２０００００）摘要：对矩阵变换器的两种调制策略进行了分析比较，证明了两者占空比之间的相等关系，指出双电压调制法只是零矢量中置空间矢量调制法调换导通次序的另一种形式。两种调制法均能实现在输入电压不平衡时的控制，且占空比计算都较为简单，但是采用空间矢量调制法可以完全消除窄脉冲，且能够较为方便地进行电压补偿操作。分析了两种方法对开关损耗的影响。由于空间矢量调制法为了消除窄脉冲、提高输出波形质量，在换流时的输出电压在大压差之间反复变化，造成了开关损耗大大上升，而双电压调制法在选通输入电压时均是按电压高低依次排列，因此双电压调制法的开关损耗较小。故在选择消除窄脉冲和降低开关损耗之间，必须折衷考虑具体选择哪种调制顺序，也可以交替使用，兼有两者的优点。关键词：矩阵变换器；空间矢量调制法；双电压调制法；窄脉冲；输入不平衡；开关损耗ＣｏｍｐａｒｉｓｏｎｂｅｔｗｅｅｎｔｗｏｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｓｏｆｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒＣＡＩＷｅｉ一，ＺＨＡＮＧＸｉａｏ．ｆｅｎｇ，ＱＩＡＯＭｉｎｇ．ｚｈｏｎｇ，ＨＥＢｉ。，ＺＨＵＰｅｎｇ（１．ＮａｖｙＳｕｂｍａｒｉｎｅＡｃａｄｅｍｙ，Ｑｉｎｇｄａｏ２６６０４２，Ｃｈｉｎａ；２．ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ，ＮａｖａｌＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｗｕｈａｎ４３００３３，Ｃｈｉｎａ；３．ＣｈｉｎａＳｔａｔｅＳｈｉｐｂｕｉｌｄｉｎｇＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ７０４Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ，Ｓｈａｎｇｈａｉ２０００００，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＳＶＭ）ａｎｄｄｏｕｂｌｅｌｉｎｅｖｏｌｔａｇｅｍｏｄｕｌｍｉｏｎ（ＤＬＶＭ）ｆｏｒｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｒｅｃｏｍｐａｒｅｄ．Ｔｈｅ—ｔｗｏｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓａｒｅｐｒｏｖｅｄｔｏｈａｖｅｔｈｅｓａｍｅｄｕｔｙｃｙｃｌｅ．ＤＬＶＭｉｓａｓｐｅｃｉａｌｍｏｄｕｌｍｉｏｎｓｅｑｕｅｎｃｅｏｆＳＶＭｗｈｉｃｈｈａｓｏｎｅｚｅｒｏ－ｖｅｃｔｏｒｉｎｔｈｅｍｉｄｄｌｅｏｆｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｅｑｕｅｎｃｅ．ＢＯｔｈｔｗｏｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓＣａｎｄｅｔｅｃｔｕｎｂａｌａｎｃｅｄｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｅａ１．ｔｉｍｅａｎｄｇｅｎｅｒａｔｅｂａｌａｎｃｅｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ．ＢｕｔＳＶＭｗｉｔｈｓｕｉｔａｂｌｅｚｅｒｏｖｅｃｔｏｒｓｃａｎｆｕｒｔｈｅｒｅｌｉｍｉｎａｔｅｓｈｏｒｔＰＷＭｐｕｌｓｅｓａｎｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅａｔｌｏｗｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｉｎｄｅｘ．ＴｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌＯＳＳｏｆｔｈｅｔｗｏｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｉＳａｎａｌｙｚｅｄ．ＴｈｅｈｉｇｈｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｖｏｌｔａｇｅｃｏｎｓｉｓｔｓｉｎｔｈｅｍｉｄｄｌｅｏｆｔｈｅＳＶＭｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｕｂｓｅｑｕｅｎｃｅｗｈｉｃｈｗｉｌｌｃａｕｓｅｈｉｇｈｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌｏｓｓｉｎｔｈｅｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎｂｅｆｏｒｅｏｒａｆｔｅｒｔｈｅｈｉｇｈｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｖｏｌｔａｇｅ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ＤＬＶＭｈａｓｌｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌＯＳＳｔｈａｎＳＶＭｂｅｃａｕｓｅＤＬＶＭｍｏｄｕｌａｔｅｓａｃｃｏｒｄｉｎｇｔｏｔｈｅｏｒｄｅｒｏｆｔｈｅｍａｇｎｉｔｕｄｅｏｆｔｈｅｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｓ．ＴｈｅｃｈｏｉｃｅｂｅｔｗｅｅｎＳＶＭａｎｄＤＬＶＭｄｅｐｅｎｄｓｏｎｒｅｑｕｅｓｔｏｆｅｌｉｍｉｎａｔｉｎｇｓｈｏｒｔＰＷＭｐｕｌｓｅｓｏｒｒｅｄｕｃｉｎｇｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌｏｓｓ．Ｔｈｅｔｗｏｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｃａｎｂｅａｌｔｅｍａｔｉｖｅｌｙｕｓｅｄｔｏｓｈｏｗｂｏｔｈｍｅｒｉｔｓ．ＴｈｉｓｗｏｒｋｉＳｓｕｐｐｏｒｔｅｄｂｙＮａｔｉｏｎａｌＮａｔｕｒａｌＳｃｉｅｎｃｅＦｏｕｎｄａｔｉｏｎｏｆＣｈｉｎａ（Ｎｏ．５ｌ００７０９４）．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；ｄｏｕｂｌｅｌｉｎｅｖｏｌｔａｇｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；ｓｈｏｒｔＰＷＭｐｕｌｓｅ；ｕｎｂａｌａｎｃｅｄｉｎｐｕｔ；ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌＯＳＳ中图分类号：ＴＭ４６４文献标识码：Ａ——文章编号：１６７４３４１５（２０１３）１００１１１－０７０引言矩阵变换器（ＭａｔｒｉｘＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＭＣ）作为一种新型电力变换器，吸引了越来越多研究者的关注＿１之ｊ。目前，双电压调制法［３－４１和空间矢量调制法Ｌ５】为国内外学者研究较多的调制策略，其各自的优缺点有些不同。例如：空间矢量调制法零矢量配置的多样性，会带来一些优点，通过配置合适的零矢量可以完全消除窄脉冲【７Ｊ，且能够较为方便地进行电压补基金项目：国家自然科学基金（５１００７０９４）偿操作Ｊ，以提高输出波形质量，但是会带来开关次数和损耗的增加；由于双电压调制法在调制过程中是按照电压大小顺序调制的，在降低开关损耗上有一定优势，却较难做到完全消除窄脉冲。从实用角度而言，两种调制方法均是ＭＣ较为理想的调制方法。大多数文献提到这两种调制策略时，都是对单一的调制方法独立研究，较少分析调制策略之间的关系［９－１０１。文献［１０］从占空比相等的角度分析和证明了ＭＣ空间矢量调制法和双电压调制法之间的一致性，提出了一种降低共模电压的解决方法。本文在文献［１０］基础上，从调制顺序角度，一１１２一电力系统保护与控制对两种调制策略进行深入分析比较，指出双电压调制法和空间矢量调制法调制顺序之间的关系，从窄脉冲、电压补偿、输入不平衡以及开关损耗等多个方向进行仿真和实验验证。１两种调制策略简介介绍空间矢量调制与双电压调制的文献有许多，此处仅作简要介绍。１．１空间矢量调制图１为输出电压区间和输入电流区间的划分。图中和ｏｉ分别为输出电压相角和输入电流相角，ｏｊ和分别为输出电压相对位置角和输入电流相对位置角。Ｐ代表输出电压区间号，ｑ代表输入电流区间号。ｖＩｌｌＩＩｌＩｖｖ④、、｜｝｜｜｜｜义１／６ｍ，ｅｂａｓｅＣｐ２＼３４５６濑图１输出电压区间和输入电流区１７的划分Ｆｉｇ．１Ｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｎｔｅｒｖａｌｓａｎｄｉｎｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔｉｎｔｅｒｖａｌｓ则依照矢量合成准则，可得空间矢量调制策略的占空比为ｃｏｓ６／ｃｏｓｏｋ＋刳ｃｏｓ２／ｃｏｓｏｋ＋去ｃｏｓ（一（一２ｇｏｒｅｃｏｓ６／ｃｏｓ一２Ｕｏｍｃｏｓｓ式（１）中：和分别为输入和输出电压的幅值，＝ｍ／为调制比系数（０＜０．８６６）。１．２双电压调制法双电压调制法区间划分和输入功率因数为１时的空间矢量调制法相同，同图１所示。在输入区间内，三相输入相电压根据其瞬时值大小分别标记为ｅＰ、ｅＭ、ｅＮ，定义一个基准电压。为具有最大绝对值的输入相电压；同样，输出相电压根据大小分别标记为却、Ｍ、ＵＮ，如图１所示。用两个输入线电压合成两个输出线电压。例如，当输入电压位于偶区间时ｅｂａｓｅ＝ｅＮ，由输入线电压ｅｐＮ、ＰＭＮ合成输出线电压ＨＰＮ、ＭＮ为甜ＰＮ＝ｄｌ１ｅＰＮ＋ｄｌ２ｅＭＮ“Ｍ＝ｅＰＮ＋：ｅＭＮ（２）—ＨｐＭＨｐＮＨＭＮ当输入电压位于奇区问时类似。由此可得各区问内占空比的计算式。当输入电压位于奇区问：，：。。Ｐ＋ｇ；Ｍ＋Ｎ～Ｐ＋Ｍ＋ＰＮｆ３１＝当输入电压位于偶区间＝＝等ｄｌｏ１－ｄｌ￣－－ｄｌ２（５）—ｄ２ｏ＝１一ｄ２ｌｄ２２图２为输入电压位于奇区间时，输出线电压和相电压波形（双边调制），输出相Ｍ、Ｎ依次连接输入相、，输出相却保持连接ｅｐ＝ｅｂ。。不蛮。图２输入电压位于奇区间时，输出线电压和相电压波形Ｆｉｇ．２Ｌｉｎｅａｎｄｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｏｕｔｐｕｔｗｈｅｎｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｓｉｎｏｄｄｉｎｔｅｒｖａｌｓ２两种调制方法之间的等效关系文献［１０］通过对占空比的推导，证明了两种调制方法之间的等同关系，本节从调制顺序的角度，进一步分析两者之间的关系。２．１输入相电压的瞬时幅值和相角计算ＭＣ的性能易受输入电压波动的影响，为了得到稳定正弦的输出电压，占空比必须实时调整，而这需要对输入相电压矢量的瞬时幅值和相角进行实时检测。由于输入电压矢量在各个输入相上的投影值为各相瞬时电压值，反过来由输入电压的瞬时值可以合成计算输入电压矢量的瞬时幅值和相位。假设瞬时测得的输入相电压为、、。，将其进行等蔡巍，等矩阵变换器两种调制策略的比较与分析一ｌ１３－幅值３／２变换得２厂１１、“““ｎａ一一ｃ／２ｆ］【了一Ｊ由和Ｂ可以计算输入电压瞬时幅值和相角为√“＋ｒ７、““＝ａｃｔａｎ【ｐ／）当输入三相平衡时，输入电压的保持不变，０ｉ线性增长；输入不平衡和非正弦时，是按一定规律周期变化，且０ｉ呈非线性增长。２．２两种调制方法之间的占空比、调制顺序关系对于双电压调制法，输入相电压瞬时值ｅｐ、ｅＭ、ｅＮ可用相电压瞬时幅值和相对位置角Ｏｋ（与关联）来表示，输出线电压的瞬时值ＰＭ、ｂ／ＭＮ、ＰＮ也可用相电压幅值Ｕｏ和相对位置角ｏｊ来表示。当输入电压位于奇区间、输出电压位于偶区间时，输出线电压和输入相电压为／ｇＰＮ＝４３Ｕｏｃｏｓ（０ｊ一兀／６）√甜ＰＭ＝３ｃｏｓ（一兀／２）（８）ｅＮ＝一ＵｉＣＯＳ（＋兀／６）ｅＭ＝一ＣＯＳ（一兀／２）将式（８）代入式（３），可得１－去ｃ。ｓ（一６）ＣＯＳ（Ｏｋ＋６）ｄｌ２＝舌ｃ。ｓ（一６）ＣＯＳ（一２）（９）去ｃ。ｓ（一２）ＣＯＳ（＋６）＝ｃｏｓ（一ｎ／２）ＣＯＳ（０ｋ一２）输入输出区间的奇偶性不同，输出线电压、输入相电压和占空比也各不相同。其他三种输入输出区间奇偶组合情况可以类推，推导过程不再赘述。比较四种组合情况计算得到的占空比和空间矢量调制法计算的占空比，可得到以下结论：输入电压和输出电压区间号之和为奇数时ｄｌ１＝Ｎ十Ｍ＝ｄｌ＋ｄ２‰ｄ１２＝Ｍ＋＝ｄ３＋ｄ４ｆ１０）ｄ２ｌ＝Ｎ＝ｄ２２＝＝ｄ４输入电压和输出电压区间号之和为偶数时双电压调制法剩余的占空比为０＝１一１一ｄｌ２＝ｄｏ＝１一ｃｏｓ（一７【／６）ｃｏｓ（一７ｃ／６）（１２）ｊｕｉｍ。＝１一一＝１一一＝ｄｏ＋＋利用式（１０）～式（１２），对双电压调制法横向描述的占空比进行重组，将导通输入电压的次序进行调换，得到的输出三相电压波形如图３（ｂ）所示。这时输出两相的占空比横向调制顺序由原来的—ｄ１０一ｄｌ２．ｄｌ１和。一２一１变为ｄ１１一ｄｌｏｄｌ２和１－０一２，电压的连接顺序由原来的ｅｐ．ｅＭ．ｅＮ变为唧．。调整后利用式（１０）、式（１１）纵向分割占空比，可以发现纵向占空比顺序同零矢量中置的空间矢量调制法—相同，为ｄ１一ｄＲｄｏ．ｄ４。可见，零矢量中置空间矢量调制法的多段横向占空比ｄｌ＋、＋ｄ４、ｄｏ＋＋、、、与双电压调制法的横向占空比相同，只是调制的顺序不同而已。由于和０ｉ均为实测得到，故在不平衡输入情况下两者的占空比计算值也相同。（ａ）双电压调制法（ｂ）零矢量中置空间矢量调制法图３双电压调制法和空间矢量调制法之间的关系Ｆｉｇ．３ＲｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｂｅｔｗｅｅｎＤＬＶＭａｎｄＳＶＭ由于空间矢量调制法可以任意配置三个零矢量，而双电压调制法只是零矢量中置空间矢量调制法调换导通次序的另一种形式，因此传统双电压调制法为空间矢量调制法的一种特例。３两种调制方法优缺点分析３．１双电压调制法难以消除窄脉冲占空比乘以调制周期时间，可得到连接到各个输入相的作用时间。对于双电压调制法，当调制比系数很小时，得到的作用时间、ｚ会很小。当小于换流时间时就会形成窄脉冲。如图４所示，当还没有作用完即进入的换流，这时若不加处理便会导致系统换流的失败而短路。因此文献［４］提出一种通过延长占空比数值来减少窄脉冲的方＋＋＝＝●Ｍ以＋｝ＩＪ：ＭＮＭＭ以＝＝＝＝一¨４．电力系统保护与控制法，提高了输出波形的质量，但这种方法在完全消除窄脉冲方面还有一定困难。带来换流问题图４双电压调制法的窄脉冲问题Ｆｉｇ．４ＳｈｏｒｔＰＷＭｐｕｌｓｅｓｏｆＤＬＶＭ而对于传统的空间矢量调制法，也会出现窄脉冲的问题。为此，文献［７］提出了一种使用三个零矢量调制的方案，有效矢量作用时间前后的换流全变成在不同输出相上，如图５所示。即使输出调制比再低，每个矢量都不会被丢弃，保证了输出波形不发生较大的畸变。但是该方法会带来开关次数的增加，比较图４和图５中的输出相电压，单个调制周期内空间矢量调制法的开关次数增加了４次。作时问再短小会形成窄脉冲：。Ｈ——：Ｉ；Ｉ卜：：ｌ！１／２／２２／２／２Ｔｔ／２Ｔ４／２ｂｂｂａｂｂａａｂａａａａａｃａｃｅ一／２２／２／２】／２／２Ｔｊ２ａｃｅａａｃａａａａａｂａｂｂｂｂｂ图５使用３个零矢量的空间矢量调制法Ｆｉｇ．５ＷａｖｅｆｏｒｍｏｆＳＶＭｕｓｉｎｇ３ｚｅｒｏｖｅｃｔｏｒｓ可见，空间矢量调制法的调制顺序更有利于消除窄脉冲，但会造成一定程度的开关损耗。３．２采用空间矢量调制法对输出电压补偿一些文献分析指出，在低调制比带载输出时，换流延时是造成输出波形畸变的重要原引，其与“负载电流之间的关系如表１所示，其中为换流延时时间，为开通时间，仃为关断时间。根据表１，补偿换流影响必须考虑每相输出电流的方向。图６为采用三零矢量分配的空间矢量调制某换流过程（输出电流ｉＡ＞Ｏ，ｉＢ＜０，ｉｃ＜０），图中粗实线为理想输出电压波形，阴影面积为实际输出电压波形，粗实线和阴影实线之问较大的延时为ｔｈ＋ｔｏ，较小的延时为ｆｆ。表１电压型换流法负载电流和换流延时之间的关系Ｔａｂｌｅ１ＲｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｂｅｔｗｅｅｎｌｏａｄｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎｄｅｌａｙｕｎｄｅｒＰＭＮｍｏｄｅｉＡ＞Ｏｉｎ＜Ｏｉｃ＜Ｏ（＜０ｉＢ＜ＯｉＡ＞ＯｉＡ＞０ｉＲ＜Ｏ＜０ｉｃ＜ＯｉＢ＜０ｉＡ＞ＯＩＵＩＩＩ—ＩＩＶｉｆＪｆ下ｆｆｆ￣Ｉ‘‘。型互至互。量。。至。量量。五２２２２２２２２２２２２图６三零矢量调制换流过程Ｆｉｇ．６Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎｏｆ３－ｚｅｒｏｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ由图６可以看出，矢量的作用时间与使输出电压甜ＡＢ和ｃＡ各减少４・ｔｄ－ＰＸ畸变面积（ｔｄ＝ｔｈ＋ｔｏ一ｆｒ），Ｂｃ上虽有换流延时，但不出现畸“变。因此采用直接时间补偿，影响Ｂｃ输出的矢量作用时间和不需要调整，而对、和适当修正，计算时和各增加２作用时间，减少４幻作用时间，以达到补偿的目的。由于传统的双电压调制法并不能完全消除窄脉冲，为保证换流安全，必须适当剔除窄脉冲，造成输出电压电流波形的畸变，再加上换流延时造成的电压损失，实现输出电压补偿将更为困难。３．３两种调制方法对输入不平衡的抗扰动性一些文献针对输入电压不平衡下ＭＣ的空问矢量调制算法进行了改进，消除了其对输出电压和输入电流的影响，但是都存在着计算复杂的问题［１１－１２］。实际上，若测量输入电压瞬时值实时计算输入电压矢量的幅值ｕｉ和相位０ｉ（与关联），将其代入式（１），空间矢量调制法可以通过实时调整占空比，消除输入不平衡对输出的影响，该方法大大减小了不平衡时的计算量。为此进行了Ｍａｔｌａｂ仿真。输入线电压３８０Ｖ、频率５０Ｈｚ，输入电压中叠加了０．１倍的３次谐波分量，调制频率１０ｋＨｚ，期望输出相电压１６０Ｖ、频率３０Ｈｚ。输入电压、输出电压仿真波形如图７所示。结果表明，该方法能够抵抗输入的干扰，使滤波后的输出电压保持平衡正弦且符合给定值。蔡巍，等矩阵变换器两种调制策略的比较与分析—１１５１０ｍｓ／樯ｔｊｓ１０ｍｓ／格弧（ａ）输入线电压（ｂ）滤波后输出相电压图７不平衡输入条件下的空间矢量调制仿真波形Ｆｉｇ．７ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｗａｖｅｆｏｒｍｏｆＳＶＭｕｎｄｅｒｉｎｐｕｔｕｎｂａｌａｎｃｅｄｃｏｎｄｉｔｉｏｎ而对于双电压调制法，当ｅｐ＋ｅＭ＋ｅＮ＝０时，式（３）、式（４）可以化简如下。当输入电压位于奇区间时ｄｌ，：，ｄｌ，：１．５１．５ｆ１３１ｄ，ｄ，，：１．５Ｇ２ｍ～１．５当输入电压位于偶区间时ｄ：：ｌｄｌ１．５Ｇ１．５ｎ４、．：，．：—ＵＭＮ—￣ｅＭ１．５＜ｍ“１．５ｕ，２双电压调制法按式（１３）、式（１４）调制时，其输出线电压／－／ＰＮ、／ｄＭＮ、ＰＭ按照期望输出给定，而输入相电压矢量瞬时幅值靠瞬时检测ｅＰ、ｅＭ、ｅＮ后按２．１节方法计算求得，其仿真波形和空间矢量调制法图７类似，也能抵抗输入不平衡。３．４调制策略对开关损耗的影响从图３（ａ）所示的双电压调制顺序可以看出，在输入电压在奇区间内，某一输出相按电压大小，调—制顺序为ｅｐ－ｅＭｅＮ；而图３（ｂ）所示含有零矢量中置的空间矢量调制法则不同，为ｅＮ．ｅｐ．ｅＭ。由于顺序不同引起压差的不同，在同一输出电流情况下，因换流引起的开关损耗也必然不同。通常ＩＧＢＴ的开通和关断损耗为其通态电流和断态ｃ．ｅ极端电压乘积的函数。在硬开关模式下，单管单次开通损耗能量和关断损耗能量分别为一。。ｆ。／２、Ｅｏ：Ｕｏ。。ｆＴＩｏｆ『。／２式中：。。和。。ｆｆ分别为开通前和关断后电压；，０和厶ｆｒ分别为开通后和关断前电流；ｔｏ和分别为开通和关断时间。由于在单个调制周期内负载电流保持不变，仁，０＝Ｉｏ行，而采用双边调制时，在两相之问换流各会产生一次开通和关断操作，断态压差相同，故采用双电压调制法某一输出相在单个调制周期内的开关损耗能量为ＥＤ１ｖＭ＝ＥｐＭ＋ＥＭＮ＋Ｍ＋ＥＭＰ＝！＋±）：（６）２２ｅｐＮＩ（ｔｏ＋ｆ。ｆｒ）２而采用零矢量中置的空问矢量调制法在单个调制周期内的开关损耗能量为ｖＭＰ＋ＥｐＭ＋ＥＭＰ＋ＥｐＮ＝Ｎ（ｔ。＋ｔ。ｆＴ）．ｅｐＭ，（＋ｔｏｆｒ）。。。’’。。。。。‘‘。。。。。。。。。。。。－。。。。。。。。。。～２２由于在输入电压奇区间内，０．５ｅｐＮ＜＿ｅＰＭ＜ＰｐＮ，利用式（１６）、式（１７）可以看出，采用零矢量中置空间矢量调制法产生的开关损耗要比双电压调制法大５０％～１００％。究其原因，双电压调制法Ｍ、甜Ｎ输出相是依次从高至低连接输入相，而零矢量中置空问矢量调制法，Ｍ、甜Ｎ的调制顺序由最低电压调至最高电压ｅＰ再至中间电压ｅＭ，中置零矢量的使用造成了换流时输出电压在大压差之间反复变化，开关损耗大大上升。因此从损耗的角度来说，应该尽量减少电压的反复变化，多使用双电压调制法的调制顺序。综上，在选择消除窄脉冲和降低开关损耗之间，选择哪种调制顺序，必须折衷考虑，也可以交替使用，兼有两种调制方法的优点。４实验结果为进一步比较两种调制方法的特性，本文在理论研究的基础上构建了一台５ｋＷ的ＭＣ样机进行实验验证。４．１消除窄脉冲的实验比较实验条件为：输入线电压２５０Ｖ，输出电压频率３０Ｈｚ，空载，调制频率５ｋＨｚ，给定调制比０．１７３２，换流时间４ｓ。为更好地观察低调制比输出时的波形，输出端接ＬＣ滤波器，参数为１ｍＨ、１０ｕＦ。从图８可以看出，双电压调制法不能完全消除有效值４１．５Ｖ￥，ＴＨＤ１９．８％．ｌ｜ｌ有效值４０６Ｖ一５．７３％．／＾／、／乙／∥、、ｔｏｏｍｓ／格）ｔ（１０ｍｓ／格１（ａ）双电压调制法（ｂ）三零矢量空间矢量调制法图８两种调制方法在低调制比输出时的电压波形Ｆｉｇ．８ＯｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｗａｖｅｆｏｒｍｏｆＤＬＶＭａｎｄＳＶＭｕｎｄｅｒｌｏｗｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｉｎｄｅｘ电力系统保护与控制窄脉冲，ｍ越小时，丢弃或增加窄脉冲作用时间的几率越大，输出电压ＴＨＤ值大大增加，而使用三零矢量调制的空间矢量调制法则不存在上述现象，可以保证每个有效矢量的存在，输出波形好。４．２空间矢量调制法输出电压补偿实验由于传统的双电压调制法并不能完全消除窄脉冲，再加上换流延时造成的电压损失，实现输出电压补偿较为困难。而空间矢量调制法则可以方便地进行输出电压补偿实验，见图９所示。实验条件：输入线电压２５０Ｖ，输出电压频率１Ｈｚ，负载电阻４．５３Ｑ、电感５ｍＨ，换流时间ｔｈ＝４ｇｓ，给定调制比０．０２５９８，调制频率５ｋＨｚ，采用三零矢量调制，输出滤波器参数１ｍＨ、１０ｇＦ。当不使用电压补偿时，带载工作后输出电压受换流延时等因素的影响，大大低于理论值，低调制比给定时几乎没有电压输出：使用电压补偿后，带载时的输出电压全面得到有效提升，更加接近于理论值，ＴＨＤ值也明显减小。可以看出，空间矢量调制法可以较好地改善低调制比输出的电压波形。有效值Ｏ４８２ＶＴＨＤ２８．６％５００ｍｓ／格ｔ／ｓ５００ｍｓ／格ｓ（ａ）补偿前输出电压ｆｂ）补偿后输出电压图９空间矢量调制法输出电压补偿实验对比Ｆｉｇ．９ＣｏｍｐａｒｉｓｏｎｂｅｔｗｅｅｎｕｓｉｎｇａｎｄｗｉｔｈｏｕｔｕｓｉｎｇｖｏｌｔａｇｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｆＳＶＭ４．３输入不平衡条件下的实验实验条件：输入线电压３００Ｖ，输入电压ｂ相中串入了一个１５Ｑ的功率电阻箱，以此形成不平衡的三相输入电压，调制频率５ｋＨｚ，输出相电压１３０Ｖ、频率３０Ｈｚ，输出滤波器参数１ｍＨ、１０，负载４ＯＱ、５０ｍＨ。采用零矢量中置空间矢量调制法和双电压调制法的实验波形如图ｌ０所示，由于两者的实验波形相同，故仅列出一组。可以看到，在不平衡输入电压下，两种调制法均能较好地抵消输入不平衡带来的影响，与仿真分析相符。４．４调制顺序对开关损耗影响的实验实验条件：输入线电压３００Ｖ，调制频率５ｋＨｚ，输出线电压２００Ｖ、频率３０Ｈｚ，输出滤波器参数１℃ｍＨ、１０，环境温度９．４。为了使开关损耗的特征更加明显，选择负载为７．５Ｑ，加大输出功率至５ｋＷ，采用两种调制方法分别工作３０ｍｉｎ，同时检测散热器温度。ｔ（５ｍｓ／格（ａ１输入线电压ｔ（１０ｍｓ／格（ｂ、滤波后输出栩｝乜压图１０不平衡输入条件下的输入输出实验波形Ｆｉｇ．１０Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｉｎｐｕｔａｎｄｏｕｔｐｕｔｕｎｄｅｒｉｎｐｕｔｕｎｂａｌａｎｃｅｄｃｏｎｄｉｔｉｏｎ采用两种调制方法得到的局部放大输出相电压实验波形如图１１所示，两者均以输入零点为相电压的参考点。通过实验同样可以看到，空间矢量调制法换流时的输出电压在大压差之间反复变化。在不同的调制顺序下，空问矢量调制法实验测得的散℃热器温度为３０．２，而双电压调制法的散热器温度℃为２６．７，证明了双电压调制法的开关损耗比空间矢量调制法要小一些。■叫Ｕｂ｛““，Ｖ蓬＞００２５０ｇｓ／格ｔ／ｓ２５０ｐｓ／格ｆ／（ａ）双电压调制法（ｂ）空日－矢量调制法图１１两种调制方法的输出相电压实验波形（局部放大）Ｆｉｇ．１１Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｏｕｔｐｕｔｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅｕｓｉｎｇｄｉｆｆｅｒｅｎｔｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ５结论本文对ＭＣ的两种调制策略进行了分析比较，指出双电压调制法只是零矢量中置空间矢量调制法调换导通次序的另一种形式。两种调制法均能实现在输入电压不平衡时的控制，且占空比计算较为简单。但是采用空间矢量调制法可以完全消除窄脉冲，且能够较为方便地进行电压补偿操作。同时分析了两种方法对开关损耗的影响。空间矢量调制法为了消除窄脉冲、提高输出波形质量，换流时的输出电压在大压差之间反复变化，造成了开关损耗大大上升；而双电压调制法在选通输入电压时均是按电压高低依次排列，因此损耗也较小。在选择消除窄脉冲和降低开关损耗之间，具体选择哪种调制顺序，必须折衷考虑。蔡巍，等矩阵变换器两种调制策略的比较与分析参考文献［１］王琦，陈小虎，袁越，等．变速恒频无刷双馈风电机组的励磁电源研究［Ｊ］．电力系统保护与控制，２０１０，—３８（２３）：２６３１．—ＷＡＮＧＱｉ，ＣＨＥＮＸｉａｏｈｕ，ＹＵＡＮＹｕｅ，ｅｔａ１．Ｓｔｕｄｙｏｎｅｘｃｉｔａｔｉｏｎｓｏｕｒｃｅｏｆｖａｒｉａｂｌｅ－－ｓｐｅｅｄｃｏｎｓｔａｎｔ・－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ—ｂｒｕｓｈｌｅｓｓｄｏｕｂｌｅｆｅｄｗｉｎｄｐｏｗｅｒｇｅｎｅｒａｔｏｒｓ［Ｊ］．Ｐｏｗｅｒ—ＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ，２０１０，３８（２３）：２６３１．［２］林崎，毕睿华，李先允，等．双级矩阵变换器在统一潮流控制器中的应用研究【Ｊ１．电力系统保护与控制，—２０１１，３９（９）：６５７１，７６．—ＬＩＮＱｉ，ＢＩＲｕｉ－ｈｕａ，ＬＩＸｉａｎｙｕｎ，ｅｔａ１．Ｓｔｕｄｙｏｆｔｈｅａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｎｕｎｉｆｉｅｄｐｏｗｅｒｆｌｏｗｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ，２０１１，３９（９）：６５－７１，７６．［３］李辉，阳春华，邓文浪．一种矩阵变换器输出电压的非线性前馈补偿方法【Ｊ］．电力系统保护与控制，２０１１，—３９（７）：７４７８．—ＬＩＨｕｉ，ＹＡＮＧＣｈｕｎｈｕａ，ＤＥＮＧＷｅｎ－ｌａｎｇ．Ａ—ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｆｏｒｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｏｆｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ，２０１１，３９（７）：７４－７８．［４］马星河，谭国俊，汪旭东，等．一种改进的矩阵变换器双电压合成控制策略［Ｊ］．电工技术学报，２００９，２４（４）：１２６．１３８．—ＭＡＸｉｎｇｈｅ，ＴＡＮＧｕｏ－ｊｕｎ，ＷＡＮＧＸｕ－ｄｏｎｇ，ｅｔａ１．Ａｎｉｍｐｒｏｖｅｄｔｗｏｌｉｎｅｖｏｌｔａｇｅｓｙｎｔｈｅｓｉｓｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｏｆｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙ，２００９，２４（４）：１２６－１３８．［５］ＮｅｌｓｅｎＰＳｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｅｄｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｍｉｎｉｍｉｚｅｄｎｕｍｂｅｒｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｓａｎｄａｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｆｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｕｎｂａｌａｎｃｅ［Ｃ］／／２７ｔｈＡｎｎｕａｌＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，１９９６：８３３．８３９．［６］李志勇，朱建林，易灵芝，等．空间矢量调制的矩阵式变换器仿真模型研究［Ｊ］．中国电机工程学报，２００３，２３（３）：８０－８４．——ＬＩＺｈｉｙｏｎｇ，ＺＨＵＪｉａｎｌｉｎ，ＹＩＬｉｎｇ－ｚｈｉ，ｅｔａ１．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ—ｒｅｓｅａｒｃｈｏｆｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｅｄｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＣＳＥＥ，２００３，２３（３）：８０－８４．［７］何必，林桦，佘宏武，等．矩阵变换器在窄脉冲作用下的性能改善［Ｊ］．中国电机工程学报，２００９，２９（２７）：４２．４７．ＨＥＢｉ，ＬＩＮＨｕａ，ＳＨＥＨｏｎｇ－ＷＵ，ｅｔａ１．ＩｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｍｅｔｈｏｄｓｏｆｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｆｏｒｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒｕｎｄｅｒｓｈｏｒｔＰＷＭｐｕｌｓｅｓ［Ｊ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＣＳＥＥ，２００９，—２９（２７）：４２４７．［８］ＡｎｔｏｎｉＡ，ＷｈｅｅｌｅｒＰＥｌｉｍｉｎａｔｉｏｎｏｆｗａｖｅｆｏｒｍｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｓｉｎｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｕｓｉｎｇａｎｅｗｄｕａｌｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓｏｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌ—Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００７，５４（４）：２０７９２０８７．１９ＪＦａｎＹＷｈｅｅｌｅｒＰＷＣｌａｒｅＪＣ．Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｏｆｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｃｈｅｍｅｓｆｏｒｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｃ】／／３７ｔｈＩＡＳ—ＡｎｎｕａｌＭｅｅｔｉｎｇ．２００２：１１５１１１５９．［１０］栗梅，孙尧，陈睿，等．双电压合成调制和空间矢量调制的一致性［Ｊ］．中国电机工程学报，２００９，２９（２１）：—２１２６．ＳＵＭｅｉ，ＳＵＮＹａｏ，ＣＨＥＮＲｕｉ，ｅｔａ１．Ｃｏｎｓｉｓｔｅｎｃｙｏｆ——ｄｏｕｂｌｅｌｉｎｅ－－ｔｏｌｉｎｅｖｏｌｔａｇｅｓｙｎｔｈｅｓｉｓａｎｄｓｐａｃｅ－－ｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ［Ｊ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＣＳＥＥ，２００９，２９（２１）：２１－２６．［１１］ＣａｓａｄｅｉＤ，ＳｅｒｒａＧＴａｎｉＡ．Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆｔｈｅｉｎｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔｈａｒｍｏｎｉｃｃｏｎｔｅｎｔｉｎｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｕｎｄｅｒｉｎｐｕｆｆｏｕｔｐｕｔｕｎｂａｌａｎｃｅ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓｏｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９８，４５（３）：４０１．４１１．［１２］ＣａｓａｄｅｉＤ，ＳｅｒｒａＧＴａｎｉＡ．Ａｇｅｎｅｒａｌａｐｐｒｏａｃｈｆｏｒｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅｉｎｐｕｔｐｏｗｅｒｑｕａｌｉｔｙｉｎｍａｔｒｉｘｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９８，—１３（５）：８８２８９１．—收稿Ｅｔ期：２０１２－０７１１；修回日期：２０１２－１Ｏ一２７作者简介：蔡巍（１９８３一），男，博士，讲师，研究方向为电力电子与电力传动。Ｅ－ｍａｉｌ：ｃａｉｗｅｉ１９８３０５３０＠１６３．ｃｏｍ