三相BUCK型SVPWM整流器LC振荡阻尼混合控制.pdf

第４２卷第１期２０１４年１月１日电力系统保护与控制ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ、，０１．４２ＮＯ．１Ｊａｎ．１，２０１４三相ＢＵＣＫ型ＳＶＰＷＭ整流器ＬＣ振荡阻尼混合控制彭咏龙，黄潇潇，李亚斌（华北电力大学电气与电子工程学院，河北保定０７１００３）摘要：为了抑制电流型ＰＷＭ整流器输入侧ＬＣ滤波器谐振引起网侧电流畸变和系统振荡，提出了一种采用有源阻尼控制和改进ＳＶＰＷＭ技术结合的控制策略。采用虚拟谐波阻尼器的有源控制策略，在控制过程中增加虚拟的等效阻尼电阻，能够在不改变基波功率流动的前提下抑制ＬＣ谐振引起的畸变和振荡。分析ＢＵＣＫ型ＰＷＭ整流器的数学模型，比较无源阻尼和有源阻尼控制优缺点，在采用改进ＳＶＰＷＭ的ＢＵＣＫ型整流器中引入有源阻尼补偿器。仿真和实验结果表明，所提出的控制方法能够有效地减小线电流畸变，改善系统稳定性，具有一定的工程实用价值。关键词：电流型ＰＷＭ整流器；ＬＣ谐振；有源阻尼；虚拟谐波阻尼器；空间矢量调制ＤａｍｐｉｎｇｏｆＬＣｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｕｓｉｎｇａｈｙｂｒｉｄｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎａｐｐｒｏａｃｈｆｏｒ—ｔｈｒｅｅ－－ｐｈａｓｅＢＵＣＫｔｙｐｅＳＶＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒ———ＰＥＮＧＹｏｎｇｌｏｎｇ，ＨＵＡＮＧＸｉａｏｘｉａｏ，ＬＩＹａｂｉｎ（ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＮｏｒｔｈＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｂａｎｄｉｎｇ０７１００３，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＡｎｅｆｆｅｃｔｉｖｅｍｅｔｈｏｄｃｏｍｂｉｎｉｎｇｔｈｅａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｗｉｔｈａｎｉｍｐｒｏｖｅｄＳＶＰＷＭｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄｔｏｒｅｄｕｃｅ—ｇｒｉｄｓｉｄｅｃｕｒｒｅｎｔｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎａｎｄｓｙｓｔｅｍｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｃａｕｓｅｄｂｙｃｕｒｒｅｎｔｓｏｕｒｃｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒＬＣｆｉｌｔｅｒｒｅｓｏｎａｎｃｅ．Ｔｈｅｖｉｒｔｕａｌｈａｒｍｏｎｉｃａｃｔｉｖｅｄａｍｐｅｒｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙ，ｗｈｉｃｈａｄｄｓａｎｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｄａｍｐｉｎｇｒｅｓｉｓｔｏｒ，ｃａｎｓｕｐｐｒｅｓｓｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎａｎｄｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｃａｕｓｅｄｂｙＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅｗｉｔｈｏｕｔａｆｆｅｃｔｉｎｇｔｈｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｐｏｗｅｒｆｌｏｗ．ＭａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｄｅｌｏｆＢＵＣＫ－ｔｙｐｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｉｓａｎａｌｙｚｅｄ，ａｄｖａｎｔａｇｅｓａｎｄｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓｏｆｔｈｅｐａｓｓｉｖｅｄａｍｐｉｎｇａｎｄａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌａｒｅｃｏｍｐａｒｅｄ，ａｎｄａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄｉｎｔｈｅｉｍｐｒｏｖｅｄＳＶＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒ．Ｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｍｅｔｈｏｄｉｓｖｅｒｉｆｉｅｄｂｙｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓ．Ｔｈｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｏｆｔｈｅｌｉｎｅｃｕｒｒｅｎｔｉｓｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙｒｅｄｕｃｅｄａｎｄｔｈｅｓｔａｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍｉｓｉｍｐｒｏｖｅｄ．Ｉｔｈａｓａｃｅｒｔａｉｎｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇｖａｌｕｅ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＣＳＲ；ＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅ；ａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇ；ｖｉｒｔｕａｌｈａｒｍｏｎｉｃｄａｍｐｅｒ；ＳＶＰＷＭ中图分类号：ＴＭ４６１文献标识码：Ａ———文章编号：１６７４３４１５（２０１４）０１００９００６０引言电流型ＰＷＭ整流器（ＣＳＲ）具有输入功率因数高以及线电流谐波畸变低的优点，是对直流负载或驱动装置提供恒定直流电流的首选。图１所示为…个三相ＢＵＣＫ型ＣＳＲ系统，其中网侧电源采用含阻抗的三相电压源，晶闸管作为主要开关器件进行换流，直流侧串联一个ＢＵＣＫ型直流斩波环节。通常，ＣＳＲ的输入端引入ＬＣ滤波器以协助开关器件整流以及滤除开关过程中的高次谐波。图ｌ所示的ＢＵＣＫ型ＰＷＭ整流器易出现ＬＣ滤波器谐振的问题。稳态时由于电源阻抗的变化，ＬＣ谐振频率发生改变，产生网侧电压谐波和开关器件通断谐波ｌ１Ｊ；暂态条件下，任何瞬时扰动可能导致ＬＣ串联或并联谐振，影响线电流波形和直流电流控制性能。一—＋Ｉ一厂Ｓ／－幻ＳｊＺｓ一～Ｉｌ－＝一厂厂厂ＶＤ面ｓＺｓｓ图１三相ＢＵＣＫ型ＰＷＭ整流器拓扑—Ｆｉｇ．１Ｔｏｐｏｌｏｇｙｏｆｔｈｒｅｅ・ｐｈａｓｅＢＵＣＫｔｙｐｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒ一般地，抑制ＬＣ谐振方法包括有源阻尼控制和无源阻尼控制。将阻尼电阻接入到滤波器电路中彭咏龙，等三相ＢＵＣＫ型ＳＶＰＷＭ整流器ＬＣ振荡阻尼混合控制．９１．来消除谐振的无源阻尼Ｌ２Ｊ方法在大功率领域易产生较大损耗，一般采用有源阻尼方法来减小谐振。文“”献ｆ３１提出了超前．滞后的有源阻尼策略，该方法不会带来功率损耗，但是电网等效阻抗等参数的选择比较复杂，不利于实际应用。文献［４］采用滤波电容电流反馈方法，需要外加传感器来采集电容电流值，系统的成本高。文献［５】提出了一种滤波电容电压观测方法，但是需要采用复杂的微分算法。文献ｆ６１提出了一种采用虚拟电阻的方法，可以有效地抑制系统的谐振。本文提出了一种采用虚拟谐波阻尼器结合改进ＳＶＰＷＭ技术混合调节的控制方法。介绍了ＢＵＣＫ型整流器的数学模型和改进ＳＶＰＷＭ的基本原理，比较分析了无源阻尼和有源阻尼的优缺点，描述了采用虚拟谐波阻尼器的有源阻尼方法与改进ＳＶＰＷＭ相结合的控制策略，最后通过仿真和实验验证了本文提出的混合调节方法的实用性和鲁棒性。１ＢＵＣＫ型ＰＷＭ整流器数学模型与基波频率相比较而言，功率器件具有较高的开关频率剐，整流器每个桥臂的调制信号可以用一个正弦信号表示，则调制比ｍ＝ｉｗ／ｉｄ＝／。图２所示为简化的ＢＵＣＫ型整流器单相等值电路。图２简化的ＢＵＣＫ型整流器单相等值电路—Ｆｉｇ．２ＳｉｎｇｌｅｐｈａｓｅｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔｏｆＢＵＣＫｔｙｐｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒ在交流侧根据基尔霍夫电压、电流定律，有（＋）詈＋＋（＋Ｂ）＝（１）ｃ—＝ｆｓｉｗｄｔ（２）／因此，描述交流侧的状态方程和谐振模型线电流与调制信号之间的传递函数如式（３）、式（４）所示。ｄｄ，ｄ辟＋＋ｌＣｌＬｔ＋ＬＯ＋计ＧｒｅｓＩｄ丽（４）其中：ｆ和分别代表滤波器电阻和线路电阻；ｉ。，ｉｄ和分别代表网侧线电流、直流侧电流和网侧电压；，ｓ和分别代表Ｓ域中网侧电流和直流电流。由式（３）、式（４）可以看出，由于直流电流Ｉｄ（ｓ域）的存在，交流侧模型是非线性的。在ｄ．ｑ同步坐标系下对直流侧进行分析，根据基尔霍夫电压定律可得式（５），进而得到状态方程如式（６）所示。＋ｌ。ａｄ・ｆｄ＝。（５）ｄ鲁一等等ａ＋等㈣ｄｆ。。厶一其中：尺ｌ。ｄ表示直流侧负载；．ｄａ和ｍｄｑ分别代表滤波电容电压和调制信号ｍ的ｄ轴或者ｑ轴分量。考虑到电容电流的交轴分量．。等于零，直流侧模型可以由式（７）来表述。生：：ｒ７、ｍｄＬｄＳ＋Ｒｌ。ａｄ…同样地，由于一ｄ的存在，直流侧的模型也是非线性的。但．ｄ的值接近于电源电压值，变化不显著，可以近似为一个常数。２无源阻尼与有源阻尼控制图３所示为无源阻尼和有源阻尼方法实现的等效模型。（ａ）无源阻尼等效模型ｆｂ）有源阻尼等效模型图３无源和有源阻尼等效模型Ｆｉｇ．３Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｍｏｄｅｌｏｆｐａｓｓｉｖｅａｎｄａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇ无源阻尼是通过在滤波电容器两端增加一个阻尼电阻来控制谐振频率，从而实现对ＬＣ滤波器电力系统保护与控制谐振振荡的抑制，如图３（ａ）所示。但是，当系统参数动态变化时，采用无源阻尼方法吸收阻尼能量时，由于电阻分流作用，系统会产生很高的损耗，不能满足系统的要求。而有源阻尼则是通过在控制过程中增加虚拟的等效阻尼电阻来实现对振荡的消除，等效模型如图３（ｂ）。采用有源阻尼方法不仅具有与无源阻尼方法相同的抑制谐波振荡的效果，而且不会产生额外的功率损耗。常用的有源阻尼方法包括补偿器产生控制信号的策略Ｊ、控制信号补偿前馈调节＿５】以及利用虚拟电ｂｊ的方法。本文采用效率高、控制灵活和控制效果明显的虚拟谐波阻尼器的有源阻尼方法，来降低整流器的线电流谐波畸变率。３ＢＵＣＫ型整流器ＬＣ振荡阻尼控制图４所示为本文提出的虚拟谐波阻尼器结合改进ＳＶＰＷＭ方法的控制策略，控制系统由直流电流反馈控制和虚拟谐波电阻前馈控制两部分组成。测量的变量包括直流电流ｆｄ和电容电压，其中，通过锁相环（ＰＬＬ）得出计算坐标系变换所需的参考角度０１。图４ＢＵＣＫ型整流器混合控制原理图—Ｆｉｇ．４ＨｙｂｒｉｄｃｏｎｔｒｏｌｓｃｈｅｍａｔｉｃｏｆＢＵＣＫｔｙｐｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒ直流侧输出控制是将测得的直流电流值ｉｄ与参考电流值比较，得到的差值通过ＰＩ调节器输出控制矢量。对公式（７）描述的直流侧模型采用简单有效、灵活可靠的零极点对消技术，得到ＰＩ调节参数。∞其中，＝ｄ）／（１１）・Ｂｗ为比例系数，Ｋｉ＝（Ｒｌｏａｄ）／∞∞（１１）・Ｂｗ为积分增益，Ｉｌ为网侧电压幅值，ｅｗ为控制环的带宽。并联在电容两侧的虚拟谐波阻尼器的引入，是为了消除基波分量外的谐波分量。虚拟谐波电阻前馈控制首先将电容电压转换到ｄ－ｑ同步旋转坐标系下，通过一个高通滤波器（ＨＰＦ）滤除基波分量Ｊ，然后将得到的谐波成分除以一个虚拟谐波电阻尺ｈ，计算出阻尼电流ｉＤ。的值，并将其归一化，再转换到．Ｂ两相静止坐标系下，得到交流侧调制信号。最后，将直流侧和交流侧的调制信号叠加得到总的调制信号，馈送到改进的ＳＶＰＷＭ调节器内，对开关器件进行通断控制，产生驱动晶闸管和ＩＧＢＴ的触发脉冲。３．１采用虚拟谐波阻尼器的有源阻尼控制对于有源阻尼控制而言，电容电压的基波分量在同步旋转坐标系下是直流量，为了避免基波阻尼电流值对直流电流的控制产生干扰以及基波分量的阻尼电流值太大而产生的过调制，通过一个高通滤波器（ＨＰＦ）将基波分量完全滤除。选用的高通滤波器的截止频率应非常小，这样对闭环系统的稳定性影响不大。根据图４混合控制原理图，可得交流侧有源虚拟谐波阻尼器控制框图，如图５所示。其中，（ＯＨＩ￣为高通滤波器截止频率，ｌ表示系统控制延迟，一般为开关周期的１／３（不采用一个周期延迟，是由于本文采用三重采样的方法来保证系统在较低的频率下具有稳定且有效的有源阻尼前馈环），控制系统传递函数为‘‘）＝＝雨Ｌｆ．ｓ＋Ｉ￣１ＩＳ１Ｄ１（８）‘一。＋辟＋Ｒ＋Ｐ一图５虚拟谐波阻尼器控制框图Ｆｉｇ．５Ｃｏｎｔｒｏｌｂｌｏｃｋｏｆｔｈｅｖｉｒｔｕａｌｈａｒｍｏｎｉｃｒｅｓｉｓｔｏｒ虚拟谐波阻尼器的电阻值尺ｈ是虚拟电阻控制环节的一个关键参数，它是由系统稳定性以及阻尼特性的要求决定的。考虑在电网电压扰动时阻尼电流ｆＤ。的阶跃响应，来选取合适的风值。图６所示为电网电压扰动下不同ｈ值对应的响应波形，由于高通滤波器的引入，造成响应的超调增大，而ｈ值越大，超调越小，但是，ｈ值过大会产生较长的振荡时间。图６电网电压扰动下不同风值对应的响应波形Ｆｉｇ．６Ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅｒｅｓｐｏｎｓｅｓｆｒｏｍｇｒｉｄｖｏｌｔａｇｅｔｏｄａｍｐｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｏｆｄｉｆｆｅｒｅｎｔ风彭咏龙，等三相ＢＵＣＫ型ＳＶＰＷＭ整流器ＬＣ振荡阻尼混合控制一９３一因此，风的选择应综合考虑谐波衰减速度与谐振阻尼抑制效果，阻尼值过大会造成滤波器的谐波衰减效果变差，阻尼值太小易产生较大的电流谐波畸变率，导致系统不稳定。一般地，Ｒｈ＝１／３ｏ）Ｃｆ，∞其中，＝２。。为谐振角频率。３．２改进ＳＶＰＷＭ调制有源阻尼需要采用精度高，控制延时短且能够产生任意正弦电流的ＰｗＭ技术。传统的选择性谐波消除ＰＷＭ技术【９】能够提供高质量的优化正弦波，然而由于这种技术不具有实时性，并不能应用于有源阻尼控制。空间矢量ＰＷＭ（ＳＶＰＷＭ）可以实时进行数字化计算，并能产生任意波形，在有源阻尼控制中得到广泛应用。电流型整流器ＳＶＰＷＭ是由６个非零电流矢量和３个零矢量组成，图７所示为两相静止坐标系下的空问电流矢量合成图，各矢量作用时间采用空问矢量方程计算。ＩＶ厶（Ｃ十Ａ，２（Ｂ＋，Ｃ一）、、ＩＩＡ＼／，，／‘，６Ａ，５（Ｃ＋，Ｂ一）图７空间电流矢量合成图Ｆｉｇ．７Ｓｃｈｅｍａｔｉｃｏｆｓｐａｃｅｃｕｒｒｅｎｔｖｅｃｔｏｒｓｙｎｔｈｅｓｉｓ与通过载波比较产生触发脉冲［１０－１ｌＪ的常规ＳＶＰＷＭ不同，本文采用的改进ＳＶＰＷＭ方法，其脉冲信号的产生环节采用查找表法。将触发信号制成一个三维的表格，通过扇区号和各矢量作用时间确定开关向量，其中１和０对应器件的开和关，进而触发开关的通断。以某段作用时间为例，其对应的开关向量表如表１。表１作用时间对应的开关向量表Ｔａｂｌｅ１ＳｗｉｔｃｈｉｎｇｖｅｃｔｏｒｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇｔｏＴｘ、＼扇区ⅣⅥ开关釜、＼ＩＩＩＩＩＩＶ１１Ｏ００ＯａＯ０Ｏ１１０ｂＯＯｌ１Ｏ０ｂ１０００Ｏ１ＣＯＯ０Ｏ１１Ｃ０ｌ１０００同时采用多重采样方法来尽量减少低次谐波含量并降低死区时间，如图８所示，该方法需要采用快速数字信号处理器，这样能够有效减少控制延迟（死区时间１并改善正弦波形质量。另外，多重采样的采样率是一般ＳＶＰＷＭ的几倍，这样有助于改善反馈信号的处理速度，同时有源阻尼控制的性能也能够得到补偿和改善。和一般的单次采样相比，多重采样低次谐波（５次和７次）含量较低，能够更加有效地抑制线电流失真。图８多重采样—Ｆｉｇ．８Ｐｒｏｐｏｓｅｄｍｕｌｔｉｓａｍｐｌｅ４系统仿真验证通过Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真软件验证本文提出的三相ＢＵＣＫ型ＰＷＭ整流器ＬＣ振荡阻尼控制性能。系统仿真参数为：网侧额定相电压２２０Ｖ，滤波电容Ｃ＝６００ｇＦ，电感Ｌ＝０．００５Ｈ，直流侧平波电抗＝１０ｍＨ，电容Ｃｄ＝２００Ｉ．ｔＦ，负载Ｒ＝ＩＱ，开关频率为３ｋＨｚ，虚拟谐波电阻Ｒｈ＝０．９Ｑ。通过仿真测试ＬＣ谐振振荡在两个激励源下的阻尼控制性能，一个激励源为改变直流电流参考值，在ｔ＝－０．２５Ｓ时参考值由１８０Ａ降到９０Ａ，另一个扰动是在ｔ＝０．４Ｓ时网侧电压由１ｐ．ｕ．降为０．８５Ｐ．ｕ．。首先在不加任何阻尼控制的环境下进行仿真，仿真结果如图９（ａ）和图９（ｂ）所示，可以看出在各扰动情况下网侧电流产生明显的谐振现象。ｔ／ｓｆａ１直流控制参考值变化ｔ／ｓ（ｂ）电网电压扰动图９无阻尼控制下Ａ相电流Ｆｉｇ．９ＳｉｍｕｌａｔｅｄｐｈａｓｅＡｃｕｒｒｅｎｔｓｗｉｔｈｏｕｔｄａｍｐｉｎｇ．．９４．．电力系统保护与控制为了说明文中结合ＳＶＰＷＭ的虚拟谐波阻尼器的阻尼特性，在不同的阻尼电阻值下测试直流电流波形，如图１０（ａ）￣Ｈ图１０（ｂ）所示。正如预期一样，图１０（ａ）中的小尺ｈ阻值在干扰下产生不良的瞬时过冲，在图１０（ｂ）中的相对较大的ｈ值控制下，过冲得到了有效降低。———■一３．Ｖ…一图１０直流输出电流波形Ｆｉｇ．１０ＳｉｍｕｌａｔｅｄＤＣｃｕｒｒｅｎｔｗａｖｅｆｏｒｍ图１１（ａ）和图１１（ｂ）所示为本文采用的混合控制且Ｒｈ＝４ｐ．ｕ．时，在扰动下的网侧相电流波形。从仿真波形可以看出图１１（ａ）中在直流电流给定值变化时，相电流能够平稳过渡，图１１（ｂ）中由网侧电压扰动引起的谐振能够很好地衰减。杰趣酲套釜ｆ／ｓｆｂ１电嘲电压扰动图１１混合阻尼控制下Ａ相电流Ｆｉｇ．１１ＳｉｍｕｌａｔｅｄｐｈａｓｅＡｃｕｒｒｅｎｔｓｗｉｔｈｈｙｂｒｉｄｃｏｎｔｒｏｌ表２主电路参数Ｔａｂｌｅ２Ｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｐａｒａｍｅｔｅｒｓ交流电源电压ＬＣ滤波器极管型号直流电感，滤波电容Ｌｄ＝ｌ６ｍＨ，Ｃ＝２００开关频率３ｋＨｚ首先考虑电网电压由１ｐ－ｕ．降为０．８ｐ－ｕ＿，图１２（ａ）为无阻尼情况下直流输出值，从图中可以看出，瞬时脉冲值大。直流电流在不同的阻尼电阻值下的波形如图１２（ｂ）和图１２（ｃ）所示，显然，较大虚拟电阻值能够有效减小瞬时过冲。Ｉ：‘／阻’：：ｔＯＡ。州：ｒ０Ａ呷胂～／㈦～ｌ０Ａ：脚删州删图１２电网电压扰动下的直流输出电流Ｆｉｇ．１２ＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌＤＣｃｕｒｒｅｎｔｓｕｎｄｅｒｇｒｉｄｖｏｌｔａｇｅｃｈａｎｇｅ电网电压发生扰动时相电流波形如图１３所示，由图１３（ｂ）可以看出采用虚拟电阻能有效抑制瞬时谐振。誓言一＿旺］●‘＾（ａ）无阻尼：、八ＶＶ：ＶｔＶ－／＾＼ｌｌ／＾＼八．（ｂ）漏拿控制：ＶＶ．时Ｉ＇ＥｉＪｔ：ｌ０ｍｓ／格图１３电网电压扰动时Ａ相电流Ｆｉｇ．１３ＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｐｈａｓｅＡｃｕｒｒｅｎｔｓｕｎｄｅｒｇｒｉｄｖｏｌｔａｇｅｃｈａｎｇｅＢ嚣。２２８作扭刚不矾阱２为主控芯片，主电路参数如表所示。俐从不伺。彭咏龙，等三相ＢＵＣＫ型ＳＶＰＷＭ整流器ＬＣ振荡阻尼混合控制一９５．踺客／、Ａ＿ｌｌ／？＼ｆ：ＶＶ≥气八时间１０ｍｓ／格图１４直流给定改变时Ａ相电流Ｆｉｇ．１４ＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｐｈａｓｅＡｃｕｒｒｅｎｔｓｕｎｄｅｒＤＣｃｏｎｔｒｏｌｒｅｆｅｒｅｎｃｅｃｈａｎｇｅ６结论本文提出一种采用有源虚拟谐波阻尼器和改进ＳＶＰＷＭ混合控制的ＢＵＣＫ型ＰＷＭ整流器。通过在滤波电容两侧并联一个虚拟电阻来改善稳态时线电流波形以及暂态下滤波器的稳定性，系统的效率与无源阻尼系统相比得到了很大的提高。将有源阻尼补偿器引入到采用改进ＳＶＰＷＭ的ＢＵＣＫ型整流器中，比传统ＳＶＰＷＭ具有更高的采样率以及更好的参考电流跟踪性能。仿真和实验验证了本文提出的混合控制整流器的优良性能，不仅能够有效改善网侧和直流侧电流波形，而且能够有效保护开关设备承受由ＬＣ谐振引起的过电压问题。参考文献［１］张崇巍，张兴．ＰＷＭ整流器及其控制【Ｍ】．北京：机械工业出版社，２００３．—ＺＨＡＮＧＣｈｏｎｇｗｅｉ，ＺＨＡＮＧＸｉｎｇ．ＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒａｎｄｉｔｓｃｏｎｔｒｏｌ［Ｍ］．Ｂｅｉｊｉｎｇ：ＣｈｉｎａＭａｃｈｉｎｅＰｒｅｓｓ，２００３．［２］伍小杰，孙蔚，戴鹏，等．一种虚拟电阻并联电容有源阻尼法［Ｊ］．电工技术学报，２０１０，２５（１０）：１２２．１２８．ＷＵＸｉａｏ－ｊｉｅ，ＳＵＮＷｅｉ，ＤＡＩＰｅｎｇ，ｅｔａ１．Ａｎａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇｍｅｔｈｏｄｏｆｖｉｒｔｕａｌｒｅｓｉｓｔｏｒｉｎｐａｒａｌｌｅｌｗｉｔｈｃａｐａｃｉｔｏｒ［Ｊ］．ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ—Ｓｏｃｉｅｔｙ，２０１０，２５（１０）：１２２１２８．Ｅ３］郭希铮，游小杰，李欣然．ＬＣＬ滤波的三相电压型ＰＷＭ整流器无传感器有源阻尼控制方法『Ｊ］．电工技术学报，２０１１，２６（增刊１１：９１．９６．——ＧＵＯＸｉｚｈｅｎｇ，ＹＯＵＸｉａｏｏｊｉｅ，ＬＩＸｉｎｒａｎ．Ａｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ—ａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇｍｅｔｈｏｄｆｏｒｔｈｒｅｅｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｗｉｔｈＬＣＬｆｉｌｔｅｒ［Ｊ］．ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａ—ＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙ，２０１Ｉ，２６（Ｓ１）：９１９６．［４］张学广，刘义成，王瑞，等．一种新型的ＰＷＭ变换器ＬＣＬ滤波器有源阻尼控制策略［Ｊ］．电工技术学报，—２０１１，３６（１０）：１８８１９２．——ＺＨＡＮＧＸｕｅｇｕａｎｇ，ＬＩＵＹｉｃｈｅｎｇ，ＷＡＮＧＲｕｉ，ｅｔａ１．ＡｎｏｖｅｌａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｆｏｒＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＬＣＬｆｉｌｔｅｒ［Ｊ］．ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ—Ｓｏｃｉｅｔｙ，２０ｌ１，３６（１０：１８８１９２．’［５］ＬｉＹｗＬｏｈＰＣ，ＢｌａａｂｊｅｒｇＦｅｔａ１．ＩｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｏｆｔｒａｎｓｉｅｎｔｒｅｓｐｏｎｓｅｏｆＤＶＲａｔｍｅｄｉｕｍ—ｖｏｌｔａｇｅ１ｅｖｅｌ［Ｃ１／／ＰｒｏｃＩＥＥＥＡＰＥＣ，２００６：１０７４１０８０．——［６］ＴＡＮＬｏｎｇｃｈｅｎｇ，ＬＩＹａｏｈｕａ，ＸＵＷｅｉ，ｅｔａ１．Ａｎｉｍｐｒｏｖｅｄｃｏｎｔｒｏ１ｍｅｔｈｏｄｆｏｒＰＷＭｃｕｒｒｅｎｔｓｏｕｒｃｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒｗｉｔｈａｃｔｉｖｅｄａｍｐｉｎｇｆｕｎｃｔｉｏｎ［Ｃ１／／ＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，２００９．ＩＣＩＴ２００９．ＩＥＥＥＩｎｔｅｍａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎ．Ｆｅｂ１０一ｌ３．２００９：１．６．［７］张宪平，林资旭，李亚西，等．ＬＣＬ滤波的ＰＷＭ整流—器新型控制策略【Ｊ］．电工技术学报，２００７，２２（２）：７４７７．—ＺＨＡＮＧＸｉａｎ．ｐｉｎｇ．ＬＩＮＺｉｘｕ．ＬＩＹａ．ｘｉ．ｅｔａ１．ＡｎｏｖｅｌｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇＹｆｏｒＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｗｉｔｈＬＣＬｆｉｌｔｅｒ［Ｊ１．ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙ，２００７．２２ｆ２、：７４－７７．——［８］ＳＯＮＧＷｅｎｘｉａｎｇ，ＣＡＯＤａ－ｐｅｎｇ，ＱＩＵＪｉｎｙｏｎｇ，ｅｔａ１．Ｓｔｕｄｙｏｎｔｈｅｃｏｎｔｒｏ１ｓｔｒａｔｅｇＹｏｆｔｈｒｅｅ．１ｅｖｅｌＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｂａｓｅｄｏｎＳＶＰＷＭｒｃ１／／ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓａｎｄ’ＭｏｔｉｏｎＣｏｎｔｒｏｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．２００９．ＩＰＥＭＣ０９．ＩＥＥＥ６ｔｈＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａ１．Ｍａｙ１７．２０．２００９：１６２２．１６２５．［９］裘锦勇，宋文祥，韩杨，等．基于电压空间矢量的三电平ＰＷＭ整流器研究ｆＪ］．电力系统保护与控制，２００９，３７（１３、：５８。６２．—ＱＩＵＪｉｎｙｏｎｇ，ＳＯＮＧＷｅｎ－ｘｉａｎｇ，ＨＡＮＹａｎｇ，ｅｔａ１．Ｓｔｕｄｙｏｎｔｈｒｅｅ．１ｅｖｅｌＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒｂａｓｅｄｏｎｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒ—ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈ．ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ，２００９，３７（１３１：５８．６２．［１０］丁奇，严冬超，曹启蒙．三相电压型ＰＷＭ整流器控制系统设计方法的研究【Ｊ】．电力系统保护与控制，２００９，—３７（２３）：８４８７．——ＤＩＮＧＱｉ，ＹＡＮＤｏｎｇｃｈａｏ，ＣＡＯＱｉｍｅｎｇ．Ｒｅｓｅａｒｃｈｏｎ—ｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄｏｆｃｏｎｔｒｏ１ｓｙｓｔｅｍｆｏｒｔｈｒｅｅｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅｓｏｕｒｃｅＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ，２００９，３７（２３）：８４．８７．［１１］邱银锋，梁志珊．ａｂｅ坐标系下空间矢量ＰＷＭ实现研—究ｆＪ］．电力系统保护与控制，２０１１，３９（１３）：３６４０．ＯＩＵ——ｎｆｅｎｇ，ＬＩＡＮＧＺｈｉｓｈａｎ．ＲｅｓｅａｒｃｈｏｎｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒＰＷＭｉｎａｂｅｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｓ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ，—２０１１．３９（１３、：３６４０．—收稿日期：２０１３－０４１９；—修回日期：２０１３－０７０９作者简介：彭咏龙（１９６６一），男，博士，副教授，硕士生导师，研究方向为电力电子在电力系统中的应用；黄潇潇（１９９０一），女，通信作者，硕士研究生，研究方向为电力电子在电力系统中的应用：Ｅ．ｍａｉｌ：ｈｕａｎｇｘｉａｏｘｉａｏ３２３４＠１２６．ｃｏｒｎ李亚斌（１９７０一）男，博士，讲师，研究方向为新型功率变换技术。