模块化多电平型换流器电容电压二倍频波动抑制策略研究.pdf

第４２卷第６期２０１４年３月１６日电力系统保护与控制ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌＶｂ１．４２ＮＯ．６Ｍａｒ．１６．２０１４模块化多电平型换流器电容电压二倍频波动抑制策略研究高航，苏建徽，汪晶晶，丁云芝，高健（合肥工业大学教育部光伏系统工程研究中心，安徽合肥２３０００９）摘要：针对当前关于抑制模块化多电平型换流器（ＭｏｄｕｌａｒＭｕｌｔｉｌｅｖｅ１Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＭＭＣ）直流电容电压波动的研究较少被涉及，提出了一种用于抑制ＭＭＣ电容电压二倍频波动的控制策略。由于相单元电容电压之和反映了子模块电容电压的二倍频波动，所以采用二倍频负序旋转坐标变换将换流器三个相单元分别的电容电压之和分解为ｄｑＯ轴分量，并设计了相应的附加控制器用于分别控制相单元电容电压之和的ｄｑ０轴分量，从而抑制了子模块电容电压的二倍频波动。最后通过Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕ１ｉｎｋ搭建了包含该附加控制器的ＮＭＣ仿真模型，结果证明所提出的控制策略可以在不增大子模块电容值的情况下，有效地抑制子模块电容电压的二倍频波动，同时不会对ＭＭＣ外部输出的交流电压和电流产生不良影响。关键词：模块化多电平换流器；电容电压波动；二倍频；负序旋转坐标变换；相单元电容电压之和控制器Ｓｔｕｄｙｏｎｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｆｏｒｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇｄｏｕｂｌｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｏｆｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｏｆｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ——ＧＡＯＨａｎｇ，ＳＵＪｉａｎｈｕｉ，ＷＡＮＧＪｉｎｇｌｉｎｇ，ＤＩＮＧＹｕｎｚｈｉ，ＧＡＯＪｉａｎ（ＲｅｓｅａｒｃｈＣｅｎｔｅｒｆｏｒＰｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃＳｙｓｔｅｍＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＭｉｎｉｓｔｒｙｏｆＥｄｕｃａｔｉｏｎ，ＨｅｆｅｉＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｈｅｆｅｉ２３０００９，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｓｔｕｄｙｏｎｔｈｅｓｕｂｊｅｃｔｏｆｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇｔｈｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｏｆｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅ￣ｅｒ（ＭＭＣ）ｉｓｓｃａｒｃｅ，ｔｈｕｓｔｈｉｓｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓａｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｆｏｒｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇｔｈｅｄｏｕｂｌｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｏｆｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｏｆＭＭＣＴｈｅｓｕｍｏｆｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｓｏｆｐｈａｓｅｕｎｉｔｒｅｆｌｅｃｔｓｔｈｅｄｏｕｂｌｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｏｆｓｕｂｍｏｄｕｌｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅ，ＳＯｔｈｅｓｔｒａｔｅｇｙｕｓｅｓｄｏｕｂｌｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｎｅｇａｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅｒｏｔａｔｉｏｎａｌｆｒａｍｅｔｏｄｅｃｏｍｐｏｓｅｔｈｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｓｏｆｔｈｒｅｅｐｈａｓｅｕｎｉｔｓｔｏｄｑＯｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ．ＡｎａｄｄｉｔｉｏｎａｌｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｔｏｃｏｎｔｒｏｌｔｈｅｄｑＯｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ，ｗｈｉｃｈｓｕｐｐｒｅｓｓｅｓｔｈｅｄｏｕｂｌｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｏｆｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｏｆｓｕｂｍｏｄｕｌｅｓ．ＴｈｅＭＭＣｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｃｏｎｔａｉｎｉｎｇｔｈｅａｄｄｉｔｉｏｎａｌｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｉｓｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄｂａｓｅｄｏｎｔｈｅＭａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ．Ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｐｈａｓｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｓｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｃａｎｓｕｐｐｒｅｓｓｔｈｅｄｏｕｂｌｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｏｆｓｕｂｍｏｄｕｌｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｅｆｆｉｃｉｅｎｔｌｙｗｉｔｈｏｕｔｉｎｃｒｅａｓｉｎｇｔｈｅｓｕｂｍｏｄｕｌｅｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ．’ＩｔｉｓａｌｓｏｓｈｏｗｎｔｈａｔｔｈｉｓａｄｄｉｔｉｏｎａｌｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｄｏｅｓｎｔａｆｆｅｃｔｔｈｅＡＣｖｏｌｔａｇｅａｎｄｃｕｒｒｅｎｔｏｕｔｐｕｔｂｙｅｘｔｅｒｎａｌＭＭＣ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（ＭＭＣ）；ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｏｆｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅ；ｄｏｕｂｌｅｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ｎｅｇａｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅｒｏｔａｔｉｏｎａｌｆｒａｍｅ；ｐｈａｓｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｓｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ中图分类号：ＴＭ４６；ＴＭ７６１文献标识码：Ａ——文章编号：１６７４．３４１５（２０１４）０６０１１６０７０引言模块化多电平换流器（ＭｏｄｕｌａｒＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＭＭＣ）相比于传统的两电平或者三电平电压源型换流器（ＶｏｌｔａｇｅＳｏｕｒｃｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＶＳＣ）在中压与高压领域更具有优势，主要体现为：较高的输出电平数，模块化易于容量扩展和电压等级提高的特点，减少了对于交流侧滤波器的要求且可以以较低的开关频率运行＿ＪＪ。ＭＭＣ的一大特征是没有集中的直流侧电容，而用每个子模块中分散的直流电容替代。因此，如何在ＭＭＣ的交直流侧传输功率的同时，维持子模块电容电压的稳定，就成了ＭＭＣ运行过程中一个不可忽视的问题。已有的文献往往只关注子模块电容电压的均衡，即保持每个子模块电容电压单位时间里的平均值相等ｌ４］。为实现这一目标，文献［５］提出了适用于载波移相调制技术的子模块电容电压的平均控制与平衡控制策略，分别用于控制每相电容电压的平均值及单个直流电容电压的动态平衡。文献［６］提出了子模块电容电压的附加平衡控制，通过引入带有桥臂电流相位的附加参考电压，实现了每个直流电容电压的动态平衡，并进行了实验验证。然而由于交高航，等模块化多电平型换流器电容电压二倍频波动抑制策略研究一１１７．流输出电流，ＭＭＣ相问环ｉｉｆｃＩ７Ｊ与功率器件开关动作的共同作用，子模块电容电压中会包含明显的基频—与２倍频波动。文献［８９］分析了子模块电容电压波动的产生机理，指明了子模块电容电压所含有的波动成分，并给出了子模块电容电压随时间变化的具体表达式。如果对子模块电容电压的波动不加控制，则可能会引起暂态过程中的不平衡。针对当前关于抑制直流电容电压波动的研究较少被涉及，本文提出了一种专门用于抑制子模块电容电压２倍频波动的控制策略，可以在不增加子模块电容值的情况下，有效地抑制子模块电容电压中的２倍频波动。１ＭＭＣ的基本结构ＭＭＣ拓扑每相有上、下两个桥臂，每个桥臂由相同数目的子模块串联而成。ＭＭＣ每个相单元需要两个桥臂电感，用来补偿上、下桥臂输出电压…之和与直流侧电压间的不平衡。ＭＭＣ的每个子模块都由两个开关管与一个电容构成，其拥有两种有效工作状态，即投入与切除。通过有选择性地控制各子模块的开关状态，得到桥臂希望的输出电压…电平１。其具体拓扑如图１所示。子模块图１三相ＭＭＣ拓扑与子模块结构Ｆｉｇ．１ＴｈｒｅｅｐｈａｓｅｄｉａｇｒａｍｏｆＭＭＣａｎｄｓｕｂｍｏｄｕｌｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ图１中甜为ＭＭＣ交流侧输出电压（ａ，ｂ，Ｃ，下同）；为ＭＭＣ交流侧输出电流；、Ｕｎｘ分别为上、下桥臂的桥臂输出电压（其中Ｐ代表上桥臂，ｎ代表下桥臂，下同）；ｉｐｘ、ｋ分别为上、下桥臂的桥臂电流；己，ｄｃ、厶。分别为直流侧电压与直流侧电流；Ｒ、分别为桥臂等效损耗电阻与桥臂等效电感。２ＭＭＣ电容电压波动分析本文的推导是建立在ＭＭＣ的调制过程中已使用了电容电压的均衡策略，因此可以认为单个桥臂中每一个子模块电容电压的波动情况均是相同的。由于ＭＭＣ上、下桥臂参数完全相同，具有对称性，可以认为交流电流在上、下桥臂平分；同样，由于ＭＭＣ三个相单元的参数完全相同，相单元对于直流电压来说具有相同的阻抗，因此可以认为直流电流在３个相单元中平分Ｌ１。同时，由于相单元电压的不平衡，ＭＭＣ相单元之间会产生环流，文献［８付旨出ＭＭＣ内部环流仅包含偶次谐波成分，且以２次为负序的环流为主。因此，ＭＭＣ的桥臂电压与桥臂电流可以分别表示为＝＝丢…＿３１１出十ｆｘ＋ｆ２＆ｆｎｘ＝。一ｆｘ＋ｆ２＆式中，ｉ２＆为ＭＭＣ相单元间的２次负序谐波环流。本文以Ａ相为例对子模块电容电压的波动进行分析，Ａ相上、下桥臂的开关函数分别为Ｕｋ式中：、分别为Ａ相上、下桥臂的开关函数；甜ｆ为Ａ相交流输出参考电压。根据式（１）和式（２）可得ｃａｆｐａ＝１（１＋一’ｆ２一／ｇｖａｒｅｆｌａ－－／＇／＇ｃａｒｅｆ）ｃ１‘１一扛＋。一￣／‘ｖａｒｅｆｌａ＂￣＂ｂ／ｖａ＿ｒｅｆｆ２ｆａ）（３）电力系统保护与控制不妨设由式（６）可得，Ａ相子模块电容电压之和中仅存在２Ｕ‘ｖａ：＿ｒｅ，ｆｃ￣。Ｕ∞ｃｏｓ＋（ｏｇｔ）４鬟辇墨磐磊墨蒌笋羲章零ｉ２ｆａ＝，２ｆｃｏｓ（２ｃｏｔ＋）模块电容电压的２倍频波动。式中：为Ａ相交流输出参考电压幅值；为Ａ相交流输出电流幅值；为功率因数角；ｆ为Ａ相２次谐波环流幅值；０为Ａ相２次谐波环流的初相角。可得ｃ＿ｄｂ／ｃｐａ１１。，ｄ一１４ＵＩｃｏｓ（，ｏ－Ｌｊ∞ｕｉｄｃ。ｓ（ｆ）＋∞ＵｄｃＩＣＯＳ（Ｈ）一∞ｆｃ０ｓ（Ｈ∞去ｃ。ｓ（２Ｈ＋２Ｕｏ￣Ｉ：ｒｃｏｓ（２ｃｏｔ＋０）一∞圭ｒｃ０ｓ（３Ｈ删ｄｕ出ｃｎ￣１１ｃ，ｄｃ一ｃ。ｓ＋。ｃ。ｓ（一ｌＵｄｃ∞ＩＣＯＳ（Ｈ缈）＋∞ｃｏＳ（Ｈ去ｃ。ｓ（２ｃｏｔ＋）＋ＵｄｃＩ２ｆＣＯＳ（２ｃｏｔ＋０）＋∞ｃ。ｓ（３ｆ＋】（５）式（５）中，由于Ａ相上、下桥臂交直流侧有功功率的平衡，即Ｉａ￣／６一Ｕｌｃｏｓ￣ｏ／４＝Ｏ，所以不存在直流量。由式（５）可得，Ａ相上、下桥臂子模块电容电压存在基频波动，２倍频波动与３倍频波动。子模块电容电压的基频波动与３倍频波动是上、下桥臂反相的，而２倍频波动为上、下桥臂同相且与Ａ相交流输出电压参考值、交流输出电流、Ａ相２倍频环流与直流电压相关。由于ＭＭＣ运行中，直流电压为固定值，交流侧输出电压、输出电流由负载决定，所以只能通过控制２倍频环流来抑制子模块电容电压的２倍频波动。根据式（５）可得Ａ相子模块电容电压之和随时间变化的表达式为：＋Ⅳ监：ＪＶ＋：ｄｔｄｔｄｔｄｔｄｔⅣ击【一Ｕ／ｃｏｓ（２ｃｏｔ＋ｃｐ）＋ＮＵｄ。，２ｆｃｏｓ（２ｃｏｔ＋）］式（６）中：为Ａ相子模块电容电压之和；为Ａ相上桥臂子模块电容电压之和；ｂ／ｚ为Ａ相下桥臂子Ⅳ模块电容电压之和；为单个桥臂中的子模块个数。３ＭＭＣ电容电压２倍频波动的抑制根据式（２）、式（３）和式（６）可得相单元子模块电容电压之和与直流电压、直流电流、交流输出电压参考值，交流输出电流及２倍频环流之间的关系为等＝ＮＳｐａｉｐａ４－Ｎ＝ｄｃ＋一“Ｖ警＝ｆｐｂ＋（７）＋盏警＝ｆｐｃ＋ｄｃ＋－Ｅ一将式（７）表示成矩阵的形式，可得ｄ。ｚｄｄ三ｄ。ｓ。出ＮＣＮ３Ｃ。Ｉｋａｒｅｆ００ｂｒｅｆ００ＮＣ０（８）由式（６）可知，相单元子模块电容电压之和只含有２倍频波动。因此，可以通过变换矩阵Ｐ将式（８）由ａｂｃ静止坐标系变换到ｄｑ０二倍频负序旋转坐标系中，变换矩阵Ｐ为Ｐ：３ｃ。ｓ（２ｃｏｔ）ｃ。ｓ（２ｏ３ｔ＋－２Ｔ冗）Ｊ∞≠∞＿ｓｉｎ（２）一ｓｉｎ（２Ｈ）１１２２ｃｏｓｃ２一争∞＿ｓｉｎ（２『＿）１２Ｆ０ｃＶ高航，等模块化多电平型换流器电容电压二倍频波动抑制策略研究一１１９．其中将式（８）的左、右两边分别乘以变换矩阵Ｐ可得ｄ三ｄｄ三ｄｕｃ￣ｏＰｌ０２ｏ）＝Ｉ－２ｏ）０ｌ１００ａ＿ｒｅ０心（１０）（１１）式（１０）中：、甜与分别为相单元电容电压之和的ｄｑＯ轴分量；ｉ２ｆｄ、ｉ２ｆａ与ｉ２ｆｏ分别为２倍频环流的ｄｑＯ轴分量；ｉｖｄ、ｉｖ。与ｉｏ分别为交流输出电流与开关函数对于相单元电容电压之和共同作用的ｄｑ０轴分量。式（１０）表示了ｄｑ０旋转坐标系中相单元电容电压之和的动态特性，其ｄｑＯ轴分量分别为．ｄｄｕ￣＝２ｏｒｅ一ｆｖ＋ｆ２等＋２等ＮＩ＋Ｎｉ２式（１２）中，ｄ、ｑ轴分量是相互耦合的，将、ｆｖｑ、ｆｖ０与ＮＩｄ。／３Ｃ作为扰动，并消除ｄｑ轴分量问的耦合，可得到相单元电容电压之和控制器的方程，如式（１３）所示。‰．ｒｅｆ＝（一三）（＋去）＋“（三）＝（５２ｒｅｒ一甜三）（＋）＋（１３）（２＋ｆｖｑ）＝“（一）（＋）一＋Ｃｆｖ０式（１３）中：。Ｚｒｅ、。Ｅｒｅ与分别为相单元电容电压之和ｄｑ０轴分量的参考值；控制器的输出、与蕊分别为２倍频环流ｄｑＯ轴分量的参考值；与盔分别为ＰＩ调节器的比例积分系数。为了抑制相单元电“容电压之和的２倍频波动，需将甜与分别设置为０，而甜用来控制相单元电容电压之和的零序分量。为了使２倍频环流跟随给定值，将文献［１３１中所设计的环流抑制控制器作为相单元电容电压之和控制器的内环，并加入控制２倍频环流零序分量的环节，将式（１３）的输出作为内环的给定值，其内环在ｄｑ０旋转坐标系中的方程如式（１４）所示。ｄ如ｒｄｄ，＋三——ｌｄｉ２ｆｑＪ＋ｄｆｄ之ｌＵ（１４）—『．０２ｃｏＬｏｌｌ２Ｉｌ２ｃｏＬ００ｌｌ’ｌ００ｏ／ｌ１２Ｊ式（１４）中，ｂ／２ｆｄ、Ｕ２ｆｑ与ｂ／２ｆＯ分别为２倍频环流控制因子的ｄｑ０轴分量。由式（１４）可得内环２倍频环流控制器的方程为一２ｍＬｉ２ｆｑ＋２ｃｏＬｉ２ｆｄ（１５）式（１５）中，扰、与蒸分别为２倍频环流控制因子ｄｑ０轴分量的参考值。将式（１５）由ｄｑ０旋转坐标系变“换至ａｂｃ静止坐标系可得：ｒｅｆ、ｒｅｆ与，即ａｂｃ三相的２倍频环流控制因子。所提出的相单元电容电压之和控制器的控制框图如图２所示。当从每相上、下桥臂的桥臂输出电压中减去对应的环流控制因子后，则可以起到对２倍频环流的控制作用，从而实现子模块电容电压２倍频波动的抑制，包含相单元电容电压之和控制器的ＭＭＣ整体控制结构如图３所示［１４－１５］。图３中尸ｒ、（）ｒ分别为外环功率控制器的有功和无功指令；．ｒｅ、ｆ０．ｒｅ分别为外环功率控制器输出的ｄ、ｑ轴电流参考值；、分别为加入了环流控制因子鬟后上、下桥臂的＋●●●●●●●●］Ｊ．．．—．．．．．．。．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．Ｌ一●●●●●●●］，，一∑∑∑ｃ己—．．．．．．．．。．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．Ｌ●●●●●●●］Ｊ００Ｏ●●●●●●●●］Ｊｍｍ．．．—．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．，．．．．．．．．．ＬⅣ一Ｃ＋●●●●●●●］Ｊ００—．．．．．．．．．．．．．．。．．．．．．．．．．．Ｌ‘●ｒ＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿１－，＿，＿＿Ｊ向毋．．．—．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．ＬＲ＝●●＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿Ｊ＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿ｒ＿＿＿＿＿＿＿＿＿Ｊ墒ｍ２２２—．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．Ｌ—ｌ如一ｌ如＋＋＋．．．ｄｑＵ．．．一一一内ｍ。＝＝＝时时抛一ｌ２０一电力系统保护与控制桥臂输出电压参考值，其经过适合于ＭＭＣ的调制策略生成相应的触发脉冲，进而控制各个子模块的投入与切除。图２相单元电容电压之和控制器的控制框图Ｆｉｇ．２Ｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍｏｆｐｈａｓｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｓｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ２触发脉冲图３包含相单元电容电压之和控制器的ＭＭＣ整体控制框图Ｆｉｇ．３ＴｏｔａｌｃｏｎｔｒｏｌｄｉａｇｒａｍｏｆＭＭＣｗｉｔｈｐｈａｓｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｓｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ４仿真验证为了验证本文所提出的相单元电容电压之和控制器对于子模块电容电压２倍频波动的抑制效果，通过Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ搭建了单个桥臂１０个子模块的ＭＭＣ仿真平台。系统参数如下：单个桥臂中子Ⅳ模块个数为１０；直流母线电压。为４－１００ｋＶ；子模块电容Ｃ为４ｍＦ；桥臂串联电感为３ｍＨ；桥臂等效电阻尺为０．１Ｑ；子模块电容初始电压为２０ｋＶ。交流侧采用Ｙ０，ｄ接法的变压器，其变比为２００ｋＶ／１００ｋＶ。换流器采用文献［１６］中提出的最近电平逼近调制策略与电容电压均衡控制策略，并向电网发出１８０ＭＷ的有功功率。相单元电容电压控制器在０．５Ｓ时投入工作，其仿真结果见图４。鞋ｉ元电容申和控制器投入４１Ｏ４０５＞４００１０３９５３９０２ｌＯ２Ｏ５＞２０．０１９５ｌ９００．４００４５０５００５５０６００６５２ｌＯ２０５＞２０．０ｌ９５１９０ｉ；ｓ（ａ）：ＩＩ＿Ｉｌ。０．４００．４５ｆ／ｓ（ｂ）Ｏ．５５０．６Ｏ０６５０４００．４５０５００５５０６００６５ＩＩｔ／ｓｌ（ｃ１删ｌ５０１ＯＯ５０｛＞０５０～１Ｏ０ｌ５Ｏ’０．０Ｏ５１．０：ａ卡Ｈｂ］ｆＨｃ相ｔ（ｄ）ａ相ｂ相ｃ相（ｅ）０４Ｕ０４５Ｕ５ＵＵ５５Ｕ白ＵＵ６，ｔ／ｓ（ｆ）图４子模块电容电压二倍频波动抑制过程—Ｆｉｇ．４Ｓｕｂｍｏｄｕｌｅｓｃａｐａｃｉｔａｎｃｅｖｏｌｔａｇｅｄｏｕｂｌｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙｗａｖｅｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎｍｅｃｈａｎｉｓｍｓ＼Ｌ；Ｌ一Ｗ一高航，等模块化多电平型换流器电容电压二倍频波动抑制策略研究一１２１一由图４（ａ）可见Ａ相子模块电容电压之和甜中含有明显的２倍频波动，在０．５Ｓ以前，由于相单元电容电压之和控制器没有投入工作，相单元电容电压之和中２倍频波动的峰峰值达到８ｋＶ，而在０．５Ｓ相单元电容电压之和控制器工作后，２倍频波动的峰峰值下降至１ｋＶ，仅为原来的１２．５％，可见该附加的相单元电容电压之和控制器对２倍频波动的抑制效果是比较明显的。图４（ｂ）和图４（ｃ）分别为Ａ相上、下桥臂１Ｏ个子模块的电容电压波形，在加入相单元电容电压之和控制器后，由于子模块电容电压中的２倍频波动被有效抑制，使得子模块电容电压的波动程度明显降低，波动的峰峰值由０．８ｋＶ下降至０－３ｋＶ，波动的幅值减少了约６２．５％。图４（ｄ）为Ａ相的２倍频环流ｉ２ｒａ，在０．５Ｓ之前，２倍频环流的峰峰值达到１．６ｋＡ，在经过短暂的暂态过程后，相单元电容电压之和控制器的投入使环流的峰峰值下降为０．８ｋＡ，但由于相单元电容电压之和控制器是通过控制环流来抑制电容电压的２倍频波动的，所以无法将２倍频环流抑制为０。从图４（ｅ）和图４（ｆ）中ＭＭＣ的交流侧输出电压Ｕｖｘ与输出电流的波形可以看出，相单元电容电压之和控制器投入前后，交流侧输出电压的总谐波畸变率（ＴＨＤ）从８．５９％下降到７．９７％，这主要是因为相单元电容电压之和控制器的作用有效降低了子模块电容电压的波动，使得输出的交流电压波形得到了改善，而交流输出电流的波形并没有明显的改变。图５（ａ１与图５（ｂ１分别为相单元电容电压之和控制器投入前后，Ａ相上桥臂单个子模块的电容电压经过快速傅里叶分析（ＦＦＴ）所得的频谱图。如图５（ａ）和图５（ｂ１所示，子模块电容电压的２倍频波动被有效抑制，总谐波畸变率（ＴＨＤ）由７０．１ｌ％下降为１９．１４％，而且由于对２倍频波动的抑制作用，使得嚣６—１２００器５００５０１００１５０２００２５０３００３５０４００４５０５００ｙｒｌｚ（ａ）Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ（５ｏＨｚ）＝１４０．５・ＴＨＤ＝１９．１４％基频波动的幅值从０．２８ｋＶ减少为０．１４ｋＶ，从而更进一步抑制了子模块电容电压的波动。５结论本文针对当前关于抑制ＭＭＣ直流电容电压波动的研究较少被涉及，提出了用于抑制直流电容电压２倍频波动的控制策略，并设计了相应的附加控制器，有效地抑制了电容电压的２倍频波动，改善了ＭＭＣ的交流侧输出电压波形。仿真结果证明所设计的相单元电容电压之和控制器可以在不增大子模块电容值的前提下，将子模块电容电压中的２倍频波动抑制到很低的水平，而且在一定程度上减小了相间的２倍频环流，从而更加有利于ＭＭＣ换流器的稳定运行。参考文献［１］李庚银，吕鹏飞，李广凯，等．轻型高压直流输电的发展和展望［Ｊ］．电力系统自动化，２００３，２７（４）：１－５．——ＬＩＧｅｎｇｙｉｎ，ＬｔｉＰｅｎｇｆｅｉ，ＬＩＧｕａｎｇｋａｉ，ｅｔａ１．ＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔａｎｄｐｒｏｓｐｅｃｔｓｆｏｒＨＶＤＣｌｉｇｈｔ［Ｊ］．ＡｕｔｏｍａｔｉｏｎｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍｓ，２００３，２７（４）：１－５．［２］屠９即瑞，徐政，姚为正．模块化多电平型直流输电电平数选择研究【ＪＪ．电力系统保护与控制，２０１０，３８（２０）：—３３３８．——ＴＵＱｉｎｇｒｕｉ，ＸＵＺｈｅｎｇ，ＹＡＯＷｅｉｚｈｅｎｇ．Ｓｅｌｅｃｔｉｎｇｎｕｍｂｅｒｏｆｖｏｌｔａｇｅｌｅｖｅｌｓｆｏｒｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅ￣ｅｒｂａｓｅｄＨＶＤＣ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄ—Ｃｏｎｔｒｏｌ，２０１０，３８（２０）：３３３８．［３］杨晓峰，范文宝，王晓鹏，等．基于模块组合多点电平变换器的ｓＴＡＴｃＯＭ及其控制［Ｊ】．电工技术学报，２０１ｌ，２６（８）：７－１３．—ＹＡＮＧＸｉａｏ－ｆｅｎｇ，ＦＡＮＷｅｎｂａｏ，ＷＡＮＧＸｉａｏ－ｐｅｎｇ，ｅｔａ１．Ｓｔａｔｉｃｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｂａｓｅｄｏｎｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅ￣ｅｒｂａｓｅｄＳＴＡＴＣＯＭａｎｄｉｔｓｃｏｎｔｒｏｌ［Ｊ］．ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｉｎａｌＳｏｃｉｅｔｙ，２０１１．２６（８）：７－１３．［４］屠卿瑞，徐政，郑翔，等．一种优化的模块化多电平换流器电压均衡控制方法【ＪＪ．电工技术学报，２０１１，２６（５）：１５．２０．—ＴＵＱｉｎｇｒｕｉ，ｘｕＺｈｅｎｇ，ＺＨＥＮＧＸｉａｎｇ，ｅｔａ１．Ａｎｏｐｔｉｍｉｚｅｄｖｏｌｔａｇｅｂａｌａｎｃｉｎｇｍｅｔｈｏｄｆｏｒｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａ—ＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｉｎａｌＳｏｃｉｅｔｙ，２０１１，２６（５）：１５２０．１５］ＨＡＧＩＷＡＫ＆ＭＡＫＡＧＩＨ．ＰＷＭｃｏｎｔｒｏｌａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｏｆｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｃ】／／Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅ一ｌ２２一电力系统保护与控制［６］［７］ＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｊｕｎｅ—１５－１９，２００８，Ｒｈｏｄｅｓ，Ｇｒｅｅｃｅ：１５４１６１．李笑倩，宋强，刘文华，等．采用载波移相调制的模块化多电平换流器电容电压平衡控制ｆＪ］．中国电机工程—学报，２０１２，３２（９）：４９５５．—ＬＩＸｉａｏ，ｑｉａｎ，ＳＯＮＧＱｉａｎｇ，ＬＩＵＷｅｎｈｕａ，ｅｔａ１．Ｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｂａｌａｎｃｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｕｓｉｎｇｃａｒｒｉｅｒ—ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｏｆｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＣＳＥＥ，２０１２，３２（９）：４９．５５．杨晓峰，王晓鹏，范文宝，等．模块组合多电平换流器—的环流模型［Ｊ］．电工技术学报，２０１１，２６（５）：２１２７．——ＹＡＮＧＸｉａｏｆｅｎｇ，ＷＡＮＧＸｉａｏｐｅｎｇ，ＦＡＮＷｅｎ－ｂａｏ，ｅｔａ１．Ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｌｏｆｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｉｎａｌ—Ｓｏｃｉｅｔｙ，２０１１，２６（５）：２１２７．［８］周月宾，江道灼，郭捷，等．模块化多电平换流器子模块电容电压波动与内部环流分析【ＪＪ．中国电机工程学报，２０１２，３２（２４）：８－１４．——ＺＨＯＵＹｕｅｂｉｎ，ＪＩＡＮＧＤａｏｚｈｕｏ，ＧＵＯＪｉｅ，ｅｔａ１．Ａｎａｌｙｓｉｓｏｆｓｕｂ－ｍｏｄｕｌｅｃａｐａｃｉｔｏｒｖｏｌｔａｇｅｒｉｐｐｌｅｓａｎｄｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｓｉｎｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＣＳＥＥ，２０１２，３２（２４）：８－１４．——［９］ＳＯＮＧＱｉａｎｇ，ＬＩＵＷｅｎｈｕａ，ＬＩＸｉａｏｑｉａｎ，ｅｔａ１．Ａｓｔｅａｄｙ－ｓｔａｔｅａｎａｌｙｓｉｓｍｅｔｈｏｄｆｏｒａｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ１＇ｒａｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．２０１３．—２８（８）：３７０２３７１３．［１Ｏ］管敏渊，徐政．模块化多电平换流器型直流输电的建—模与控制［Ｊ］．电力系统自动化，２０１０，３４（１９）：６４６８．—ＧＵＡＮＭｉｎｙｕａｎ，ＸＵＺｈｅｎｇ．ＭｏｄｅｌｉｎｇａｎｄｃｏｎｔｒｏｌｏｆｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｎＨＶＤＣｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ［Ｊ］．ＡｕｔｏｍａｔｉｏｎｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍｓ，２０１０，３４（１９）：６４－６８．［１１］孙世杰，田杰．适合ＭＭＣ型直流输定的灵活逼近调—制策略［Ｊ］．中国电机工程学报，２０１２，３２（２８）：６２６７．ＳＵＮＳｈｉ－ｊｉｅ，ＴＩＡＮＪｉｅ．ＦｌｅｘｉｂｌｅａｐｐｒｏａｃｈｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙｆｏｒＨＶＤＣｂａｓｅｄｏｎｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＣＳＥＥ，２０１２，３２（２８）：—６２６７．［１２］屠卿瑞，徐政，郑翔，等．模块多电平换流器直流输电内部环流机理分析［Ｊ］＿高电压技术，２０１０，３６（２）：—５４７５５２．—ＴＵＱｉｎｇｒｕｉ，ｘｕＺｈｅｎｇ，ＺＨＥＮＧＸｉａｎｇ，ｅｔａ１．ＭｅｃｈａｎｉｓｍａｎａｌｙｓｉｓｏｎｔｈｅｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｉｎｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄＨＶＤＣ［Ｊ］．ＨｉｇｈＶｏｌｔａｇｅ—Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，２０１０，３６（２）：５４７５５２．［１３］屠卿瑞，徐政，管敏渊，等．模块化多电平换流器环流抑制控制器设计［Ｊ】．电力系统自动化，２０１０，３４（１８）：—５７６１．—ＴＵＱｉｎｇ－ｒｕｉ，ｘｕＺｈｅｎｇ，ＧＵＡＮＭｉｎｙｕａｎ，ｅｔａ１．Ｄｅｓｉｇｎｏｆｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｓｆｏｒｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＡｕｔｏｍａｔｉｏｎｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒ—Ｓｙｓｔｅｍｓ，２０１０，３４（１８）：５７６１．［１４］姚为正，邓详纯，易映萍，等．基于ｄｑ０同步坐标的柔性直流输电控制策略及仿真研究［Ｊ］＿电力系统保护与控制，２００９，３７（２２）：７１．７６．———ＹＡＯＷｅｉｚｈｅｎｇ，ＤＥＮＧＸｉａｎｇｃｈｕｎ，ＹＩＹｉｎｇｐｉｎｇ，ｅｔａ１．—ＲｅｓｅａｒｃｈｏｎｍｏｄｅｌｉｎｇａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｏｆＶＳＣＨＶＤＣｂａｓｅｄｏｎｄｑ０ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ—ＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ，２００９，３７（２２）：７１７６．—［１５］杨硕，张卫星，李德泉．基于电压补偿的ＶＳＣＨＶＤＣ系统的不平衡控制［ＪＪ．电力系统保护与控制，２０１２，—４０（１２）：３５４０．—ＹＡＮＧＳｈｕｏ，ＺＨＡＮＧＷｅｉ－ｘｉｎｇ，ＬＩＤｅｑｕａｎ．ＵｎｂａｌａｎｃｅｄｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｂａｓｅｄｏｎｎｅｇａｔｉｖｅｖｏｌｔａｇｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｏｒＶＳＣ－ＨＶＤＣｓｙｓｔｅｍ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ—ＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ，２０１２，４０（１２）：３５４０．［１６］管敏渊，徐政，屠卿瑞，等．模块化多电平换流器型直流输电的调制策略『Ｊ１．电力系统自动化，２０１０，３４（２）：４８．５２．——ＧＵＡＮＭｉｎｙｕａｎ，ＸＵＺｈｅｎｇ，ＴＵＱｉｎｇｒｕｉ，ｅｔａ１．ＮｅａｒｅｓｔｌｅｖｅｌｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｆｏｒｍｏｄｕｌａｒｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｉｎＨＶＤＣｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ［Ｊ］．ＡｕｔｏｍａｔｉｏｎｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒ—Ｓｙｓｔｅｍｓ，２０１０，３４（２）：４８５２．收稿日期：２０１３－０６－１４；—修回Ｅｔ期：２０１３－０７２４作者简介：高航（１９８９一），男，硕士研究生，研究方向为柔性直流输电系统：Ｅ－ｍａｉｌ：ｐｏｐｉｎｈａｎｇ＠１２６．ｃｏｒｎ苏建徽（１９６３－），男，教授，博士生导师，研究方向为太阳能发电技术、电力变换技术等。