有源滤波器的模糊阈值变环宽滞环电流跟踪控制策略.pdf

第３９卷第１１期２０１１年６月１日电力系统保护与控制ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌＶｌｏｌ－３９Ｎｏ．１１Ｊｕｎ．１．２Ｏｌ１有源滤波器的模糊阈值变环宽滞环电流跟踪控制策略刘心呖，王杰，王昕，姚钢（１．上海交通大学电气工程系，上海２００２４０；２．上海交通大学电工与电子技术中心，上海２００２４０）摘要：针对有源电力滤波器（ＡＰＦ）的电流跟踪功能模块，提出了一种模糊阈值变环宽滞环电流跟踪控制算法。在构建ＡＰＦ装置模型并分析滞环宽度变化规律的基础上，通过使用内部模糊控制器用以动态地调节滞环比较器的环宽，从而达到了限定开关频率的目的。该方法相比于传统滞环比较方法具有更好的跟踪精度和动态性能，充分利用了开关器件的导通能力；同时由于降低了最大开关频率，从而保证了装置的安全运行。通过仿真与实际实验结果进一步验证了该算法的电流跟踪效果以及对于非线性装置产生的系统谐波的补偿能力。关键词：有源电力滤波器；电流跟踪控制；开关频率；滞环比较；模糊阈值ＡｆｕｚｚｙｔｈｒｅｓｈｏｌｄｍｕｔａｔｉｖｅｂａｎｄｗｉｄｔｈｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓｃｕｒｒｅｎｔｔｒａｃｋｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｆｏｒａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｆｉｌｔｅｒＬＩＵＸｉｎ．ｙａｎｇ，ＷＡＮＧＪｉｅ，ＷＡＮＧＸｉｎ２，ＹＡＯＧａｎｇ（１．ＤｅｐａｒｔｍｅｎｔｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＳｈａｎｇｈａｉＪｉａｏＴｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｓｈａｎｇｈａｉ２００２４０，Ｃｈｉｎａ：２．ＣｅｎｔｅｒｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ＆ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＳｈａｎｇｈａｉＪｉａｏＴｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｓｈａｎｇｈａｉ２００２４０，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＡｆｕｚｚｙｔｈｒｅｓｈｏｌｄｍｕｔａｔｉｖｅｂａｎｄｗｉｄｔｈｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓｃｕｒｒｅｎｔｔｒａｃｋｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｆｏｒｔｈｅＡｃｔｉｖｅＰｏｗｅｒＦｉｌｔｅｒ（ＡＰＦ）ｃｕｒｒｅｎｔｔｒａｃｋｉｎｇｍｏｄｕｌｅｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．ＢａｓｅｄｏｎｔｈｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎｏｆＡＰＦｄｅｖｉｃｅｍｏｄｅｌａｎｄｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅｖａｒｉａｔｉｏｎｏｆｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓｗｉｄｔｈ，ｔｈｅｐｕｒｐｏｓｅｔｏａｃｈｉｅｖｅａｌｉｍｉｔｅｄｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｉｓｒｅａｃｈｅｄｂｙｕｓｉｎｇａｎｉｎｔｅｒｎａｌｆｕｚｚｙｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｔｏｄｙｎａｍｉｃａｌｌｙａｄｊｕｓｔｔｈｅｌｏｏｐｗｉｄｔｈｏｆｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓｃｏｍｐａｒａｔｏｒｄｅｖｉｃｅ．Ｃｏｍｐａｒｅｄｗｉｔｈｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓｍ￣ｈｏｄ，ｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｍｅｔｈｏｄｈａｓｍｏｒｅｅｘｃｅｌｌｅｎｔｄｙｎａｍｉｃｒｅｓｐｏｎｓｅａｎｄｔｒａｃｋｉｎｇｐｒｅｃｉｓｉｏｎ，ｔａｋｉｎｇｆｕｌｌａｄｖａｎｔａｇｅｏｆｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎｃａｐａｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈｅｓ，ｍｏｒｅｏｖｅｒ，ａｒｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆｔｈｅｍａｘｉｍｕｍｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｅｎｓｕｒｅｓｔｈａｔｔｈｅｄｅｖｉｃｅｏｐｅｒａｔｅｓｓａｆｅｌｙ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｔｒａｃｋｉｎｇｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅｍｅｔｈｏｄａｂｏｖｅａｎｄｔｈｅｈａｒｍｏｎｉｃｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇｃａｐａｂｉｌｉｔｙｔｏｎｏｎｌｉｎｅａｒｌｏａｄｓａｒｅｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅｄｂｙｔｈｅｓｉｍｕｌ￣ｉｏｎａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ．ＴｈｉｓｗｏｒｋｉｓｓｕｐｐｏｓｅｄｂｙＮｍｉｏｎａｌＮａｔｕｒａｌＳｃｉｅｎｃｅＦｏｕｎｄ￣ｉｏｎｏｆＣｈｉｎａ（Ｎｏ．６０６７４０３５）．Ｋｅｙｗｏｒｄｓｔａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｆｉｌｔｅｒ；ｃｕｒｒｅｎｔｔｒａｃｋｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌ；ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓ；ｆｕｚｚｙｔｈｒｅｓｈｏｌｄ中图分类号：ＴＭ７６文献标识码：Ａ文章编号：１６７４．３４１５（２０１１）１１０１１６．０８０引言近年来，随着电力电子设备及非线性负荷的大量应用，电力系统的无功需求和谐波污染日益严重。而各类电网用户对电能质量的要求却日益提高【ｌ】。有源电力滤波器（ＡＰＦ）作为柔性交流输电系统（ＦＡＣＴＳ）的核心设备之一，是近年来发展起来的一种抑制电网谐波的有效手段。随着电力电子技术及ＤＳＰ数字信号处理技术的发展，电力电子器件功率的增加及控制方法的改进，ＡＰＦ在电力系统中得到越来越广泛的应用Ｌ２Ｊ。基金项目：国家自然科学基金项目（６０６７４０３５）为了实现谐波的抑制，有源电力滤波器产生的补偿电流应实时跟随指令电流信号的变化，这就要求补偿电流发生器具有很好的实时性，因此电流控制采用跟踪型ＰＷＭ控制方式Ｌ３Ｊ。ＡＰＦ中常用的电流跟踪控制方式主要有三角波比较方式和滞环比较方式【４Ｊ。三角波比较方式开关频率固定，可以实现无静差跟踪，但由于是定频控制，故跟随误差较大，调制器的带宽有限，无法滤除所有调制信号的脉动，输出波型中含有与三角载波相同频率的高频畸变分量【５Ｊ。而滞环比较方式开关频率不固定，同时不需要载波，因而不会出现特定频率的谐波分量，跟随误差小，跟踪精度高，电流响应快，鲁棒性好，且实现简单，但对于电力电子器件的开关能力以及输刘心吻，等有源滤波器的模糊阈值变环宽滞环电流跟踪控制策略．１１７．出滤波器的设计提出了更高的要求［６１。在采用滞环比较方式时，滞环比较器宽度的选取是一个值得研究的问题，因为它决定了整个有源滤波装置的补偿电流跟随性能。一般来说，Ｈ较大时，器件开关频率较低，故对电力半导体器件的要求不高，但跟随误差大，补偿电流中含有高次谐波；较小时，降低了跟随误差，电流跟踪的精度提高，但相应地也提高了开关频率，增大了装置的开关损耗Ｌ８ｊ。传统滞环比较方式中，滞环比较器的环宽是固定的，由此带来的问题有：主电路中电力半导体器件的开关频率是变化的，当指令信号与实际电流的差值较大时，会导致器件开关频率过高，甚至可能超出所允许的最高开关频率而导致器件烧毁；当指令信号与实际电流的差值较小时，又会造成补偿电流的相对跟随误差较大，输出电流的跟踪精度受影响。针对这一问题，文献［９］将滞环宽度日设计成可随输入量大小而自动调节的。基于这种思路，目前已提出了一些针对滞环控制的改进算法。文献［１０．１１１提出了一种基于电压空间矢量的有源滤波器滞环电流控制方法，利用电流误差矢量与参考电压矢量的空间分布给出最佳的电压矢量切换，使电流误差控制在滞环宽度以内。在此基础上，文献［１２．１３］提出了一种有源滤波器的电压空间矢量双滞环电流控制方法，内环选择的开关状态减少高次谐波分量，外环选择的开关状态电流响应速度快，从而达到有效限制误差电流，改善有源滤波器性能的目的，但固定的环宽使得开关频率仍有较大波动；—为此，文献［１４１５］提出了一种变滞环宽度准恒频的滞环电流控制方法，该方法保留了滞环电流控制响应速度快、具有内在限流能力和稳定性好等一系列优点，同时克服了其开关频率不固定的缺点。在此基础上，为了获得更好的控制性能和鲁棒性，文献【１６］将自适应控制与滞环控制器结合，提出一种动态调整滞环宽度的自适应滞环控制算法，并应用于太阳能光伏并网逆变器的控制；文献［１７］提出了一种在逆变器中利用模糊控制理论Ｉｌ８Ｊ实现滞环宽度可调的方法，较好地解决了逆变器输出频谱特性不佳的问题。但上述两论文所提的方法仅适用于正弦稳态波形，未考虑时变性较强的电网谐波，难以在ＡＰＦ上实现。同时由于没有进行实际装置测试，因而无法衡量实际工况下的电流跟踪性能。本文基于模糊阈值提出了一种动态调整滞环宽度的ＡＰＦ电流跟踪控制算法。首先简单介绍了ＡＰＦ的结构模型与传统滞环比较算法，并分析了ＡＰＦ工作在传统滞环比较电流跟踪方式下开关频率的变化规律；然后针对该变化规律，采用模糊阈值策略，动态获得任一时刻的滞环宽度，实现了滞环比较器参数的自整定。本文不仅解决了传统滞环比较方式当中由于环宽固定带来的开关频率波动剧烈等问题，同时进一步提高了有源滤波器的工作效率。最后通过仿真与实际装置实验验证了本文所提出算法的有效性。１ＡＰＦ的结构模型及传统滞环比较原理１．１ＡＰＦ的结构模型有源电力滤波器的系统结构如图１所示。ＡＰＦ出线通过三相电抗器与交流电网相连，用于补偿由非线性负荷产生的谐波或无功。图１有源电力滤波器结构图Ｆｉｇ．１ＳｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＡＰＦ１．２传统滞环比较原理传统的滞环比较电流跟踪控制方式原理如图２所示。该方式将指令信号ｆ：与实际电流两者的偏差作为输入，通过滞环比较器产生ＰＷＭ信号，从而控制补偿电流的变化。滞环比较器图２滞环比较方式原理图Ｆｉｇ．２Ｓｃｈｅｍａｔｉｃｄｉａｇｒａｍｏｆｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓ１．３传统滞环比较方式下的开关频率传统的滞环比较方式尽管具有精度高且响应快的优点，但开关频率波动大，在满足器件最大开关频率的容许范围内，无法获得较高的跟踪精度。图３为一单相有源电力滤波器结构图。在传统的滞环比较方式当中，给定参考电流＝Ｉｓｉｎ（ｎｃｏｔ），并认为其在一个开关周期内恒定；ＡＰＦ正常工作时直流侧电压为甜，电网电压为Ｕ。电力系统保护与控制图３单相ＡＰＦ结构图Ｆｉｇ．３Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄｉａｇｒａｍｏｆｓｉｎｇｌｅ－ｐｈａｓｅＡＰＦ为便于分析，假定忽略逆变器上下桥臂开关器件导通关断的死区时间，当开关管Ｓ、Ｓ导通时，则由有源电力滤波器的结构可得：（１）根据滞环比较器动作条件，得到开通时间为／ｌ当开关管Ｓ：、Ｓ，导通，Ｓ、Ｓ关断时，逆变器内部桥臂换流，有：一（３）根据滞环比较器动作条件，得到关断时间为Ｔ：罢：（４）ｏ一一／Ｉ则器件的开关周期为两者的加和，即Ｔｏ：＋：４ＨＬＵｄｃ（５）“ｄｃ一器件的开关频率为：：鲤（６）。一一ｒｏ４ＨＬＵｄｃ０由于在整个控制周期内，电网电压是一个不断变化的正弦量；而直流侧电压甜。基本维持恒定，可以视为一个常量。故开关频率在整个周期内也是不断变化的，将对时间求导数得：一（７）ｄｔ２ＨＬｕｄ。由表达式可以得出结论，当电网电压过零点时，器件的开关频率最高；当电网电压达到其幅值时，器件的开关频率最低。由于滞环宽度固定使得器件在一个正弦周期内的开关频率相差很大。２基于模糊阈值的变环宽滞环比较算法针对传统滞环控制算法的这一缺点，本文在传统滞环比较方式的基础上设计了模糊阈值算法对环宽进行动态调节。由于模糊逻辑控制具有较好的动态特性，对过程参数的变化敏感性不强，具有较强的鲁棒性，能够克服多种非线性因素的影响，因而采用本文方法设计的控制器，既具有模糊控制灵活而适应性强的优点，又具有传统滞环比较控制精度高响应快的特点。模糊控制器的输入包括两部分：实际电流与指△△令电流的差值ｆｃ（记为），以及该差值ｆｃ的变化率（记为ｅｃ）。它的控制结构图如图４所示。，＜ＡｉｅＨＩ被控ＩｙＩ掣１．．．．．．．．．．．Ｉ厂］ｄｅ￣ｄｒＬ－＿ｊ图４模糊控制器结构图Ｆｉｇ．４Ｓｃｈｅｍａｔｉｃｄｉａｇｒａｍｏｆｆｕｚｚｙｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ由于有源滤波器需要输出的为一频率和幅值时刻变化着的谐波电流，所以相比于正弦电流逆变，更需要考虑波形的变化趋势。在运行中通过不断检测ｅ和ｅｃ，根据模糊控制原理来对两个参数进行在线修改，以满足不同的ｅ和ｅｃ对控制参数的不同要求，使被控对象有良好的动静态性能。根据１＿３中推导的关系，可以归纳出以下几类情况：Ａ．１ｌ较大，电流处在过零点附近，器件开关频率较高，此时应该适当增大环宽；△Ｂ．１ｆｃｌ较小，电流处在极值附近，器件开关频率较低，此时应适当减小环宽凰ｃ．ＩＩ中等，电流处在幅值与过零点中间，此时环宽Ｈ的变化应参考ＩＩ大小进行判别：Ｉ出Ｉｉ．当ｌ７ｉｃｌ较大，证明跟踪的电流变化剧烈，ｌＱｌⅣ此时应适当增大环宽；ｉｉ．当ｌｍ－ｄ￣－Ｔｌ较小，证明跟踪的电流变化平缓，ＩＱ，ｒｉｃｌ此时应适当减小环宽；Ⅳｉｉｉ．当ｌｌ中等，保持环宽不变。Ｉｌ因此，整个模糊控制器的两个输入量ｅ和ｅｃ分●●●ｒ！刘心肠，等有源滤波器的模糊阈值变环宽滞环电流跟踪控制策略．１１９．△别代表ｌｆｃＩ与ｌｌ，作为语言变量。输出量为环宽Ｈ。模糊推理采用Ｍａｍｄａｎｉ型模糊推理算法。对输入的每个语言变量各取三个语言值：大（Ｂ）、中（Ｍ）、小（ｓ）。并选择灵敏度较强的三角型函数作为模糊控制的隶属函数，如图５与图６所示。同时选定控制对象Ｈ对应的论域＝［，，，，］，其中到Ｈ５为根据以上情况对应的不同的环宽取值。进而由上述结论设计出如下模糊规则：△规则１．ＩＦｌｆｃｌ＝，ＴＨＥＮＨ＝，，（；△规则２．ＩＦｌｆｃｌ舳’ＴＨＥＮ＝］；『Ｊ３．ＩＦＭ，ＴＨＥＮ，＝ｎ］．△规则４．ＩＦｌｆｃｌ＝Ｍ。ＴＨＥＮＨ４，＝Ｎ）．△规则５．ＩＦｌｌ＝Ｓ，ＴＨＥＮＨ＝Ｈ，△ｆＩＩｃｌ，ｌ△ｌｌ＝（ＩＩｃ１）。论域中到不同的取值会对控制效果产生影响，通常情况下在器件开关频率允许范围内，越小的环宽具有越高的跟踪精度；然而在电流过零点附近，由于开关频率的变化较大较快，模糊控制器输出的当前环宽数值可能无法及时做出同样幅度的修改调整，因而环宽的取值需要在考虑最大开关频率的条件下留有一定裕量。对于Ｈ的选取一般采用经验值，需要满足：从到逐级递减，综合考虑跟踪精度与开关频率。△在规则３的情况下，Ｉｆｃｌ与Ｉｌ都位于中等语言’ｆ出ｆ值附近，此时应选择常规滞环宽度；在规则１的情况下，，应选取最大环宽，环宽数值主要由器件的开关频率极限所决定；在规则５的情况下，应选取最小环宽，环宽数值主要取决于对于最大跟随误差与电流跟踪精度的要求。文中各环宽选取的数值分别为：ｌ６，１２，８，６，２，通过仿真与实验结果验证了在开关频率的限制方面以及电流跟踪的精度上都获得了比较满意的控制效果。△图５Ｉｆｃｌ的隶属函数△Ｆｉｇ．５ＭｅｍｂｅｒｓｈｉｐｆｕｎｃｔｉｏｎｏｆＩｆｃｌ图ｅ的隶属函数…飚ｅｍｂｅｒｓｈｉｐｃｔｉｆＪＪ△在该模糊规则中，（）与（）分别为ＩｆｃＩ与ｌｌ的隶属函数。模糊控制器的曲面观察图如图７所示。４．５４３．５３２．５２１．５３∞８图７模糊控制器的曲面观察图Ｆｉｇ．７Ｓｕｒｆａｃｅｐｉｃｔｕｒｅｏｆｔｈｅｆｕｚｚｙｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ经过上述模糊推理过程之后，为获得作为控制量的环宽日的精确量值，需要进行去模糊化（清晰化）。本文控制器采用重心法求取输出量的精确解：电力系统保护与控制一Ｕ／－－￣ｌｃ∑△川ｆｃＩ，ｌｌＩ（８）由此可得任一时刻环宽数值，将它作为滞环比较器该时刻的阈值用以产生ＰＷＭ触发脉冲信号。３仿真结果分析使用Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ软件搭建了有源滤波器的仿真模型，本文仿真基于三相三线制输电线路，以三相晶闸管整流全桥作为非线性负荷谐波源负载，ＰＦ系统的仿真参数为：１）电网线电压有效值Ｕｓ＝３８０Ｖ；２）进线电感值Ｌ＝ＩｍＨ；３）直流侧电容值Ｃ＝４５００。在此系统基础上对提出的模糊阈值滞环控制算法进行验证。图８（ａ）为采用传统滞环算法，环宽２Ｈ＝１２时装置的波形图；图８（ｂ）为采用传统滞环算法，环宽２６时装置的波形图；图８（Ｃ）为采用本文的模糊滞环算法时装置的波形图；各图中由上至下波形分别为网侧电流、检测出的基波电流、负荷侧电流、装置侧输出的补偿电流。开始两个半周波为通过逆变器向直流侧电容充电的过程，因而有较大的有功电流幅值；之后进入稳定运行状态。图９为上述三种控制策略下，Ａ相开关信号ＰＷＭ脉冲波形。１０２———辫Ｉ潮曩（ａ）传统滞环算法２／／－－１２——————５亓广——ｒ２赫黼鞭（ｂ）传统滞环算法２仔；１２－５／＼／，＼一、、、一，、、、一／、ｖｊ１器二二＝二＝二＝二＝二二二＝二二＝＝二二＝＝二二二＝二二＝二ｏｒｒ＼Ｊｒ．一厂、ｎＬＬＪｊ、ｌ＾厂＼～ｒ广－】ｏ５００一————————＝二二二一————／＼／＼－１００＇图８有源滤波器补偿电流仿真波形Ｆｉｇ．８ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆＡＰＦｃｕｒｒｅｎｔ０．００２０．００４０．００６０．００８０．０１００１２０．０ｌ４０．０１６０．０ｌ８０．０２００２２（ａ１传统滞环算法２Ｈ＝ｌ２（ｂ）传统滞环算法２Ｈ＝６图９Ａ相开关信号ＰＷＭ脉冲波形Ｆｉｇ．９ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆＰＷＭｐｕｌｓｅｓｏｆｐｈａｓｅＡ由图８波形可以看出，采用传统滞环算法，当环宽选取较大时，装置的开关频率相对较小，但波形毛刺较大，治理效果不够理想（如图８（ａ））；当∞∞∞吣∞刘心肠，等有源滤波器的模糊阈值变环宽滞环电流跟踪控制策略．１２１．环宽选取较小时，装置的输出波形较好，但相应的开关频率很大，可能超过电力电子器件所能承受的上限（如图８（ｂ））。相比较传统方法，采用本文模糊阈值滞环算法以后，装置的输出波形比较理想，从图８（ｃ）中看出治理后的网侧电流基本与指令正弦电流吻合，治理效果基本达到了环宽较小时的传统滞环算法；同时降低了传统滞环算法的最高开关频率，通过引入模糊控制器动态调节环宽Ｈ，基本将器件的开关频率限定在一个范围内。对图９中开关波形分析计算后可求得，当采用传统滞环算法时，环宽２Ｈ＝１２时最高开关频率约为３．５ｋＨｚ；环宽２Ｈ＝６时最高开关频率约为９．５ｋＨｚ；采用模糊阈值滞环算法时最高开关频率约为５ｋＨｚ。在此基础上，对补偿前后的电流进行频谱分析，图ｌ０为补偿前与上述三种控制策略补偿后的电流波形谐波畸变率分析结果图；表１为图１０中各次谐波电流畸变率对照表。由表中数据可以进一步看出，采用本文提出的模糊阈值滞环算法时，治理效果优于一般传统滞环算法，与传统算法采用较小环宽时的实验结果相当，而相比之下开关频率则降低了许多。ＦＦＴｗｉｎｄｏｗ：２ｏｆｌ０ｃｙｃｌ￣ｏｆｓｅｌｅｃｔｅｄｓｉｇｆｌａｌＦｕｎｄａｍｅｍ（５ｏＨｎＪＨＤ：孤４２％Ｆ，ｄａｍｅｒ姐ｌ（５０ＨｌｓＨＤ＿４％主毒Ｆｔｔｄａｍｅ（５０２８２３，ＨＤ＝ｌ９ｏ％Ｆｍｄａｒｍ（５０ｏ４，ｚＤ＝２００％Ｈ２）传统滞环雠２日［曲模糊ｌ蚓值滞环算法图１０电流波形频谱分析Ｆｉｇ．１０Ｓｐｅｃｔｒｕｍａｎａｌｙｓｉｓｏｆｃｕｒｒｅｎｔｗａｖｅｆｏｒｍｓ表１稳态时电流各次谐波含量比较Ｔａｂ．１Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆｃｕｒｒｅｎｔｆｒｅｑｕｅｎｃｙｃｏｎｔｅｎｔｉｎｓｔｅａｄｙｓｔａｔｅ补偿后谐波次数补偿前滞环２Ｈ＝１２滞环２Ｈ＝６模糊闽值滞环５２２．４０ｌ－３５０．９６０．５８７９．９１２．０７０．３７Ｏ．５０Ｉ１７．５６１．７４０．４９１．２０１３４．７１１．７７Ｏ．２４Ｏ．７３ｌ７３．５Ｏ１－３６Ｏ．２３０．６１ｌ９２．４９１．６４０．１５Ｏ．２８ＴＨＤ｜％２６．４２４．９３１．９０２．００４实验结果分析为了进一步验证本文控制算法的有效性，在实验室搭建了一个电能质量综合平台，包括电网进线侧，有源电力滤波装置侧以及非线性负荷侧。其中非线性负荷采用三相晶闸管整流桥，可以通过调节晶闸管触发角改变谐波波形；三相三线制ＡＰＦ的控制系统部分采用ＤＳＰ＋ＦＰＧＡ的控制系统结构，选用ＴＩ公司的ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ芯片用于核心运算与采样控制，以Ａｌｔｅｒａ公司的ＣｙｃｌｏｎｅＥＰｌＣ１２Ｑ２４０１７ＮＦＰＧＡ芯片用于并行处理数据与产生ＰＷＭ脉冲；主电路功率器件部分选用三菱公司的Ｌ系列ＩＰＭ智能功率模块ＰＭ５０ＣＬＡ１２Ｏ；其他硬件指标以及系统电压等级与仿真参数一致。补偿时采用只针对电网谐波进行补偿的控制策略，不考虑无功补偿。图１１为ＦｌｕｋｅＦ４３５电能质（ａ）补偿前—盔嘲—一Ｉｌ蒸螽瓣囊虢Ｓ０．００Ｈｚ００：００：１９ｑ．２ｘ，、／、｜／…ｆ≯；＼／．＼／２５０Ｕ５ＯＨ２３ＵＶＥＥＨＳＯｉＧＯ褂礴困—“ｉ娌。。一叠（ｂ）补偿后图１１Ａ相电压电流实验波形Ｆｉｇ．１１Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｖｏｌｔａｇｅ＆ｃｕｒｒｅｎｔｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｐｈａｓｅＡ．１２２．电力系统保护与控制量测试仪记录的Ａ相实验电压电流波形，ＡＰＦ投运前，系统侧与负荷侧电流相同，可以看出，原本严重畸变的电流波形在ＡＰＦ投运后得到了很好的改善。利用Ｆ４３５测试仪的ＦＦＴ运算分析功能，对补偿前后各相电流进行频谱分析，得到的结果如图１２所示；表２为根据图１２数据所作的系统侧各次谐波电流含量对照表，由表中数据可以看出，ＡＰＦ投运后，Ａ、Ｂ、ｃ各相谐波电流含量均显著降低，系统侧电流的ＴＨＤ分别从２６．９％、３０．９％、２８．７％下降到２．３％、２．３％、２．０％，补偿效果比较显著。ＴＨｎｘｆＨ３ｘｆＨＳ％ｆＨ７ｘｆＨ９ｘｆＨｌ１ｘｆＨ１３ｘｆ…５ｘｆ翳ｉ疆嚣鬻；。己６．９３０．９２８．７４６．９己．３１．７ｌ＿己己０．９己己．９己５．５己５．８１己．０１４．８１Ｂ．７ｌ５．３Ｂ．５０．６０．５０．３６．７己．０己．己己．Ｄ５．５２．１２．３２．１４．５０．４０．５０．２４．０（ｂ）补偿后图１２各相电流频谱分析Ｆｉｇ．１２Ｓｐｅｃｔｒｕｍａｎａｌｙｓｉｓｏｆｃｕｒｒｅｎｔｗａｖｅｆｏｒｍｓ表２补偿前后各次谐波电流对比Ｔａｂ．２Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆｈａｒｍｏｎｉｃｃｕｒｒｅｎｔｂｅｆｏｒｅａｎｄａｆｔｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ系统侧Ａ相Ｂ相Ｃ相电流补偿前补偿后补偿前补偿后补偿前补偿后５次２２．９０－３２５．５０．３２５．８Ｏ．３７次１４．８０．２ｌ８．７Ｏ．３１５．３Ｏ．２１１次２．００．２２．２０．１２．００．２ｌ３次２．１Ｏ．２２．３０．１２．１０．２ＴＨＤ｜％２６．９２．３３０．９２Ｉ３２８．７２．０５结论本文针对有源滤波器中传统滞环比较控制策略，提出了一种基于模糊阈值改变滞环宽度的电流跟踪控制算法。通过引入模糊控制器对滞环控制器的环宽进行动态调整，从而间接地限制了器件的最高开关频率。相比于传统滞环算法，降低了器件因为开关频率过高而损坏的几率；同时在波形平滑部分适当减小环宽，提高了跟踪精度。通过实验结果，进一步验证了该算法的电流跟踪效果以及对于非线性装置产生的系统谐波的补偿能力。本文算法不仅能够满足控制精度和动态性能的要求，而且具有较强的鲁棒性和自适应能力。参考文献——［１］姜齐荣，赵东元，陈建业．有源电力滤波器结构・原理・控制［Ｍ］．北京：科学出版社，２００５：４０６０．［２］ＡｋａｇｉＨ．Ａｃｔｉｖｅｈａｒｍｏｎｉｃｆｉｌｔｅｒｓ［Ｊ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥ，２００５，９３（１２）：２１２８．２１４１．—［３］ＬＩＵＪｉｎ－ｊｕｎ，ＷＡＮＧＸｉａｏｙｕ，ＹＵＡＮＣｈａｎｇ，ｅｔａ１．Ｏｎ“ｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｏｆａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｆｉｌｔｅｒｓ［Ｃ］．／／Ｔｈｅ７ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００７，５：３３．４２．［４］王兆安，杨君，刘进军，等．谐波抑制和无功功率补偿［Ｍ】．北京：机械工业出版社，１９９８：２４５．２６４．［５］ＡｂｄｅｌｍａｄｊｉｄＣｈａｏｕｉｐｉ，ＪｅａｎＰａｕｌＧａｕｂｅｒｔ，ＦａｔｅｈＫｒｉｍ，—ｅｔａ１．Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｔｈｒｅｅｐｈａｓｅｓｈｕｎｔａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｆｉｌｔｅｒｆｏｒｐｏｗｅｒｑｕａｌｉｔｙｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ［Ｊ］．ＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒＣｏｍｐｏｎｅｎｔｓａｎｄＳｙｓｔｅｍｓ，２００７，３５：１３３１－１３４４．［６］ＢｏｒｄＤＭ，ＮｏｖｏｔｎｙＤＷ．ＣｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｏｆＶＳＩ．ＰＷＭｉｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｏｎＩｎｄｕｓｔｒｙＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９８５，２１（４）：５６２．５７０．［７］ＭｏｈｄＡｍｒａｎＭｏｈｄＲａｄｚｉ．Ｎｅｕｒａｌｎｅｔｗｏｒｋａｎｄｂａｎｄｌｅｓｓｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓａｐｐｒｏａｃｈｔｏｃｏｎｔｒｏｌｓｗｉｔｃｈｅｄｃａｐａｃｉｔｏｒａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｆｉｌｔｅｒｆｏｒｒｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆｈａｒｍｏｎｉｃｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００９，５６（５）：１４７７．１４８４．［８］ＲａｈｍａｎＭＡ，ＲａｄｗａｎＴＳ，ＯｓｈｅｉｂａＡＭ，ｅｔａ１．Ａｎａｌｙｓｉｓｏｆｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｓｆｏｒｖｏｌｔａｇｅ－ｓｏｕｒｃｅｉｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９７，４４（４）：４７７．４８５．—［９］ＬＩＳｈｅｎｇ－ｈｕａ，ＬｉａｗＣｈａｎｇｍｉｎｇ．ＯｎｔｈｅＤＳＰｂａｓｅｄ—ｓｗｉｔｃｈｍｏｄｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒｗｉｔｈｒｏｂｕｓｔｖａｒｙｉｎｇｂａｎｄｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓＰＷＭｓｃｈｅｍｅ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００４，１９（６）：１４１７．１４２５．［１０］ＳａｅｅｄｉｆａｒｄＭ，ＢａｋｈｓｈａｉＡ，ＪｏｏｓＧＬｏｗｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｏｒｓｆｏｒｈｉｇｈｐｏｗｅｒｍｕｌｔｉｍｏｄｕｌｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００５，２０（６）：１３１０．１３１８．［１１］黎建华，徐海利，唐志琼．并联电力有源滤波器滞环电流控制方法的研究［Ｊ］．电力系统保护与控制，２００８，３６（２３）：２７．３１．—ＬＩＪｉａｎ・ｈｕａ，ＸＵＨａｉ－ｌｉ，ＴＡＮＧＺｈｉｑｉｏｎｇ．ＳｔｕｄｙｏｎｔｈｅｍｅｔｈｏｄｏｆｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｉｎＡＰＦ［Ｊ］．Ｐｏｗｅｒ刘心吻，等有源滤波器的模糊阈值变环宽滞环电流跟踪控制策略．１２３．（上接第１１５页ｃｏｎｔｉｎｕｅｄｆｒｏｍｐａｇｅ１１５）［９］ＭｉｋｏｌａｊｃｚｙｋＫ，ＴｕｙｔｅｌａａｒｓＴ，ＳｃｈｍｉｄＣ，ｅｔａ１．Ａｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆａｆｆｉｎｅｒｅｇｉｏｎｄｅｔｅｃｔｏｒｓ［Ｊ］．Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ—ＪｏｕｒｎａｌｏｆＣｏｍｐｕｔｅｒＶｉｓｉｏｎ，２００５，６５（１／２）：４３７２．［１０］田裕鹏．红外检测与诊断技术【Ｍ】．北京：化学工业出版社，２００６．ＴＩＡＮＹｕ－ｐｅｎｇ．Ｉｎｆｒａｒｅｄｄｅｔｅｃｔｉｏｎａｎｄｄｉａｇｎｏｓｉｓ［Ｍ］．Ｂｅｉｊｉｎｇ：ＣｈｅｍｉｃａｌＩｎｄｕｓｔｒｙＰｒｅｓｓ，２００６．［１１］李怀琼，陈钱，隋修宝，等．基于灰度冗余的红外图像实时均衡技术［Ｊ］．激光与红外，２００６，３６（５）：—４０９４１２．ＬＩＨｕａｉ－ｑｉｏｎｇ，ＣＨＥＮＱｉａｎ，ＳＵＩＸｉｕ－ｂａｏ，ｅｔａ１．Ｉｎｆｒａｒｅｄｉｍａｇｅｒｅａｌ－ｔｉｍｅｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎａｌｇｏｒｉｔｈｍｂａｓｅｄｏｎｇｒａｙ－ｌｅｖｅｌｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ［Ｊ］．Ｌａｓｅｒ＆Ｉｎｆｒａｒｅｄ，２００６，３６（５）：４０９．４１２．［１２］ＬｏｗｅＤ．Ｄｉｓｔｉｎｃｔｉｖｅｉｍａｇｅｆｅａｔｕｒｅｓｆｒｏｍｓｃａｌｅｉｎｖａｒｉａｎｔｋｅｙｐｏｉｎｔｓ［Ｊ］．ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＪｏｕｒｎａｌｏｆＣｏｍｐｕｔｅｒＶｉｓｉｏｎ，２００４，６０（２）：９１．１１０．［１３］ＫｅＹ，ＳｕｋｔｈａｎｋａｒＲ．ＰＣＡ－ＳＩＦＴ：ａｍｏｒｅｄｉｓｔｉｎｃｔｉｖｅｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎｆｏｒｌｏｃａｌｉｍａｇｅｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒｓ［Ｊ］．ＩｎＣＶＰＲ，２００４（２）：５０６．５１３．［１４］ＢａｙＨ，ＥｓｓＡ，ＴｕｙｔｅｌａａｒｓＴ，ｅｔａ１．ＳＵＲＦ：ｓｐｅｅｄｅｄ－ｕｐｒｏｂｕｓｔｆｅａｔｕｒｅｓ（ＳＵＲＦ）【Ｊ】．ＣｏｍｐｕｔｅｒＶｉｓｉｏｎａｎｄＩｍａｇｅ［１５］［１６］Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ，２００８，１０（３）：３４６－３５９．陈付幸，王润生．基于预检验的快速随机抽样一致性算法［Ｊ］．软件学报，２００５，１６（８）：１４３１－１４３７．—ＣＨＥＮＦｕｘｉｎｇ，ＷＡＮＧＲｕｎ・ｓｈｅｎｇ．ＦａｓｔＲＡＮＳＡＣｗｉｔｈｐｒｅｖｉｅｗｍｏｄｅｌｐａｒａｍｅｔｅｒｓｅｖａｌｕａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＪｏｕｒｎａｌｏｆＳｏｆｔｗａｒｅ，２００５，１６（８）：１４３１．１４３７．陶冰洁，王敬儒，张启衡．用仿射变换的红外与可见光图像配准方法［Ｊ］．光电工程，２００４，３１（１１）：３９．４１．ＴＡＯＢｉｎｇ￣ｉｅ，ＷＡＮＧＪｉｎｇｒｕ，ＺＨＡＮＧＱｉ－ｈｅｎｇ．ＩＲａｎｄｖｉｓｉｂｌｅｉｍａｇｅｓｒｅｇｉｓｔｒａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｗｉｔｈａｆｉｎｅ—ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＯｐｔｏＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，２００４，３１（１】）：３９．４１．收稿日期；２０１０－０６－０２；修回日期：２０１０－１１－２３作者简介：李寒（１９８６－），女，博士研究生，主要研究方向为图像处理，机器视觉；王库（１９５２－），男，硕士，教授，博士生导师，主要从事视频采集、图像压缩算法和嵌入式无线图像传送等领域的研究；Ｅ－ｍａｉｌ：Ｗａｎｇ＿ｋｕ＠２６３．ｎｅｔ刘韶军（１９７０一）女，博士，副教授，主要从事图像处理与嵌入式系统研究。